Устройство за имитиране на краткотрайни прекъсвания
на напрежението от мрежата
Иван Парашкевов, Радио, телевизия, електроника 1997/11-12/стр. 27-30
В процеса на разработката на радиоелектронни изделия интерес
представлява поведението им във времето, когато напрежението от мрежата
прекъсва по различни причини за време от няколко милисекунди до няколко
секунди. Тези прекъсвания влияят в различна степен на нормалното
функциониране на изделията, включени в електрическата мрежа ~220V/50Hz.
От практическа гледна точка спирането на електрическия ток за части от
секундата и до няколко секунди може да се имитира с подходящо устройство,
с което да се задават тези временни интервали.
 |
На фиг. 1 е предложена структурната схема на вариант на подобно схемно
решение.
Изследваното радиоелектронно изделие се включва в контакта 6. Симисторът
VS е отпушен и към изделието е подадено напрежение от мрежата ~220
V/50Hz. Светодиодът „~220V/50 Hz” свети. С кодовите превключватели 3 и
превключвателя SA се задава избраният времеви интервал, през който VS ще
се запуши след натискане на бутона „СТАРТ”. Докато изтече зададеният
интервал, изделието, включено в контакта 6, ще се изключи от
напрежението от мрежата от симистора VS.
Както се вижда от структурната схема, при положение 1 на превключвателя
SA, интервалът на прекъсване на напрежението ~220 V/50 Hz може да се
задава в границите от 0 до 999 ms. Когато SA е в положение 2 или 3,
посоченият интервал се изменя в границите от 0 до 9,99 s, като числото,
зададено с програмните превключватели, се умножава по 10.
Импулсите, които постъпват от кварцовия генератор с делители на
честотата 1, се подават на броячите 2, към изходите на които са свързани
програмните превключватели 3. След като количеството преброени импулси
достигне числото, зададено с кодовите превключватели, устройството за
нулиране 4 нулира броячите 2 и отново отпушва транзистора VT.
Светодиодът VD „~220 V/50 Hz” отново светва, тъй като времевият интервал
е изтекъл. Симисторът VS се отпушва и изпитваното изделие, което е
включено в контакта 6, отново е свързано с напрежението ~220 V/50 Hz.
При следващото натискане на бутона „СТАРТ” процесите се повтарят, т.е.
през зададения с програмните превключватели 3 период от време,
включеното в контакта 6 изделие се изключва и след изтичането му отново
се включва.
С цел опростяване на схемното решение и с известен компромис по
отношение на стабилността на честотата на импулсите 100 Hz/10 ms e
предвиден вариант 1 в който те се получават от напрежението от мрежата
~220 V/50 Hz. Удобно е това да стане от отделна вторична намотка на
използвания понижаващ мрежов трансформатор. На структурната схема блокът,
в който става изправянето на напрежението ~10V/50 Hz и формирането му в
правоъгълни импулси с тригер на Шмит, е означен с 1’, а в принципа на
преобразуване с вариант 2, за разлика от вариант 1 (в който стабилността
на честотата е гарантирана от възможностите на устройството),
стабилността на честотата е осигурена от кварца G.
Принципната схема на част от блоковете, от които е изграден предложеният
имитатор на краткотрайни прекъсвания на напрежението от мрежата е
предложено на фиг. 2.
При това схемно рещение импулсите, с помощта на които се получават
избраните времеви интервали, се получават от напрежението от мрежата (вариант
2 от структурната схема). Аналогични решения на тези проблеми подробно
са разгледани в [1,2,3,4].
Tранзисторът VT управлява диода на оптрона Ор (блок 5 на структурната
схема) от устройството за управление на симистора VS. Вариант на
аналогично включване на подобно устройство е разгледан в [5].
Токозахранващият блок (на принципната схема не е показан) осигурява две
променливи напрежения (~7V/0,3 A и ~10V/0,1 A) и стабилизирано
напрежение +5 V/0,2 A. Напрежението ~7V/0,3 A се използва за захранване
на устройството за управление на симистора VS, a ~10 V/0,1 A – за
осигуряване на импулси с честота 50 Hz, които се подават към изправителя,
реализиран с диодите VD1 – VD4 и тригера на Шмит, осъществен с
интегралната схема (ИС) DD1.
При прилагане на схемно решение за реализиране на генератор, чиято
честота е стабилизирана с кварцов резонатор (вариант 1 на структурната
схема), може да се използва аналогичен вариант на подобен генератор с
делители на честота, който е разгледан в [4].
Проверка на работата на устройството. В колекторната верига на
транзистора VT се включват резистор със съпротивление около 470 Оm и
светодиод тип VQA13, анодът на който се свързва към захранващото
напрежение +5V. Мостчето от монтажен проводник, означено с „М” се
монтира на платката, ако се прилага вариант 2 от структурната схема и
импулсите се получават от напрежението от мрежата с честота 50 Hz. С
осцилоскоп се проверява за наличие на импулси в изхода на изправителя
(VD1-VD4) с честота 100 Hz, a така също на извод 8 на ИС DD1 и в
изходите на броячите DD2, DD3 и DD4 в зависимост от това, дали бутонът
SB е натиснат и тече зададеният период от време. Когато SB не е натиснат,
допълнително включеният светодиод в колекторната верига на транзистора
VT свети, на изводи 02 и 03 на броячите DD2, DD3 и DD4 е осигурено
напрежение с ниво лог. 1. След натискане на бутона, напрежението се
изменя на лог. 0 и броячите започват да броят до достигането на числото,
зададено с програмните превключватели КП1, КП2 и КП3. След достигането
му напрежението на изводите 02 и 03 отново става лог. 1 и броячите се
нулират [2,3,4]. Допълнително включеният светодиод, който през времето,
когато е изтичал зададеният период от време, трябва да угасне, след
изтичането му светва отново. Времевите интервали могат да бъдат
проверени със секундомер, например в обхвата от 0,5 до 9,99 s, kато
последното време с достатъчна за практическата точност може да се приеме
за равно на 10 s. По – точна проверка, ако е необходима, може да се
направи с честотомер.
 |
След като е проверено нормалното функциониране на схемата, предложена на
фиг. 2, към нея се включва устройството за управление на симистора [5].
Допълнително включеният в колекторната верига на VT светодиод се
отстранява и на негово място се включва светодиодът на оптрона Ор, както
това е показано на структурната схема и в [5]. В контакта свързан във
веригата на анода А2 на симистора VS, се включва осветителна лампа с
мощност 30 – 100 W. Свързването на катода на оптрона в колекторната
верига на VT довежда до едновременно светване на светодиода „~220 V/50
Hz” и допълнително включената осветителна лампа. С програмните
превключватели КП1-КП3 се задава произволен времеви интервал, напр.500
ms. При натискането на бутона SB „СТАРТ”, допълнително включената
осветителна лампа трябва да угасне за половин секунда, след което отново
да светне. Аналогичен експеримент може да се проведе например с 200 ms и
др. Принципната особеност на схемното решение, предложено на фиг. 2, е
множителят (х10), т.е., за да се зададе интервал 500 ms с програмните
превключватели КП1, КП2 и КП3, трябва да се зададе числото 050, за 200
ms – числото 020, и др. Този множител се отнася за случая, когато към
входа на брояча, осъществен с ИС DD2, се подават импулси с честота 100
Hz и съответно период 10 ms.
След като завърши проверката на устройството, в контакта XS вместо
осветителната лампа може да се включи реално радиоелектронно устройство,
консумираната мощност на което ще определи големината на радиатора,
както и тока през симистора VS.
 |
Устройството е реализирано на платка от двустранно фолиран
стъклотекстолит с размери 85 х 52,5 mm. На фиг. 3 е показано
разположението на елементите върху платката, на фиг. 4 – фолийната и
картина от страната на елементите, а на фиг. 5 – от страната на спойките.
ЛИТЕРАТУРА
1. Конов, К., А. Щерев. Интегралните схеми в практиката, Част 1. С.,
Техника, 1976.
2. Трифонов, Б. Реле за време с TTL интегрални схеми. – Радио, телевизия,
електроника, 1984, N 6.
3. Парашкевов, И. Реле за време със звукова и светлинна сигнализация.-
Радио, телевизия, електроника, 1995, N 4.
4. Парашкевов, И. Реле за време с голямо закъснение. – Радио, телевизия,
електроника, 1995, N 12.
5. Парашкевов, И. Устройство за стъпално регулиране на мощността на
електрически нагреватели. – Радио, телевизия, електроника, 1995, N 1.
Реле регулатор Красимир Клисарски
Радио, телевизия, електроника 2002/2/стр.11,12
Почти всички съвременни автомобили са оборудвани с генератор за
променлив ток, който по същество представлява трифазен алтернатор. Реле
– регулаторът е електрически апарат, който регулира напрежението на
генератора в определени граници (за повечето леки автомобили с 12 V
инсталация 14+/- 0,5 V).
В автомобилите ВАЗ 2101-2103 се използва контактен (вибрационен)
регулатор. След време той се износва, защото контактната система на
релето му хваща нагар от непрекъснатото включване и изключване на
възбудителната намотка. Най – често срещаната неизправност е промяна на
характеристиката на пружината (силата на опъване), с което се променя
регулираното напрежение, чиито обхват е твърде голям. По – голяма
точност се постига с интегралните регулатори – те поддържат напрежението
на генератора в обхвата 13,9 – 14,3 V, независимо от честотата на
въртене.
 |
На фиг. 1 е показана малко необичайна схема на контактно – транзисторен
реле – регулатор (РР). Той притежава точността на електронен регулатор,
и има малък хистерезиз, работи с висока честота на превключване при
нищожно загряване на регулиращия транзистор. Означенията на фигурата са:
РР – реле-регулатор, РКЛ – реле за контролната лампа, W – възбудителна
намотка, К – контактен ключ.
Интегралните регулатори имат малки размери и обикновено се повреждат
поради влошен температурен режим вследствие на непълното отпушване на
регулиращия елемент. В описаната схема транзисторът регулира
възбудителния ток безконтактно, а самият ток се управлява от механичен
контакт. Всъщност описаната схема трябва да се класифицира към контактно
– транзисторните регулатори, но тя има значителни предимства, далеч ги
превъзхожда и има качества, съизмерими с тези на електронните.
При стартиране на двигателя, напрежението на акумулаторната батерия (Е)
е по – ниско от поддържаното от регулатора (14,3 V). Ценеровият диод VD1
е запушен. Напрежението в базата на транзистора VT1 е почти 0 V и той е
запушен. В резултат на това релето Р не привлича магнитоуправляемия
контакт (МУК) р1. През резистора R3 тече базовият ток на транзистора VT2
и той е запушен. През възбудителната намотка (W) тече максимален
възбудителен ток. При въртене на вала на генератора, отдаваното
напрежение нараства линейно с оборотите. Когато напрежението достигне
зададената с RP1 граница, VD1 се отпушва, протича базов ток, достатъчен
за отпушването на VT1, и релето се задейства. Контактът p1 свързва
накъсо базата и емитера на VT2 и възбуждането се прекратява. При
консумация или ниски обороти на двигателя напрежението намалява и
процесът се повтаря (многократно и с голяма бързина).
Релето МУК е високочестотно и контактната му система може да се
превключва с честота до 600 Hz – стойност, непостижима за контактен
регулатор. Тук отпада веднага и проблемът с промяната на
характеристиката на пружината, водеща до изменение на стохността на
поддържаното напрежение. Токът през контактната система на релето МУК е
около 25 пъти по – малък от номиналния, вследствие на което тя не се
износва електрически и на практика дълготрайността му се определя от
механичната надежност. В конкретния случай, животът на релето е около
8000 h – неколкократно повече от този на класическия четиритактов
двигател.
Транзисторът има две устойчиви състояния – или е напълно наситен, или е
напълно запушен. Разсейваната колекторна мощност зависи само от
напрежението Uke saт при насищане и на практика е нищожно малка. При
експериментиране на схемата и работа на генератора в продължение на 3 h
при товар 5 А се констатира, че температурата на VT2 почти не се усеща с
пръстите на ръката. От съображения за сигурност обаче транзисторът е
поставен на радиатор, направен от алуминиева ламарина с дебелина 0,5 mm
и размери 12 х 50 mm.Той е разположен над рид – релето P.
Използването на ценеровия диод VD1 като прагов елемент води до
чувствително намаляване на хистерезиса на схемата. С така подбраните
елементи той е около 60 mV. Използваният ценеров диод има малък
минимален ток на стабилизация (от порядъка на 0,5 mA). Добри резултати
се получават и при свързване на преход Б-Е от транзистор 2Т3167 като
опорен елемент. Измерванията показаха, че напрежението на стабилизация
на този преход се различава за отделните екземпляри и е в границите 8,2
– 9,8 V. Ako напрежението на стабилизация на използвания преход на
ценеровия диод е високо, трябва да се намали съпротивлението на RP1, за
да не бъде груба регулировката.
Диодите VD2 и VD3 имат защитни функции. Първият предпазва транзистора
VT1 от ЕДН при прекъсване на тока в бобината на релето Р, а вторият
защитава VT2 от самоиндуцираното ЕДН при прекъсване на възбуждането.
Рид-релето SAB142H се задейства с ток 5 mA и има съпротивление на
бобинката 1700 Оm. Произвежда се от фирмата FUJITSU LIMITED и е
универсално (произвежда се и от други фирми). Транзисторът VT2 трябва да
има усилване по ток H21e > 60 при ток 3 А.
С изправни елементи устройството заработва веднага. За настройка е
необходим регулируем стабилизиран токоизправител (ТЕС), осигуряващ
изходно напрежение до 16 V при ток до 3 А. За автомобили ВАЗ 2101 – 2103
номерацията на изводите е: 15 – положителна захранваща шина., 67 – извод
за включване на възбудителната намотка. Вместо възбудителна намотка
между извод 67 и маса се монтира резистор със съпротивлвние 4,7 Om и
мощност 50 W. Последователно на R3 се свързва донастройващ тример –
потенциометър 1 кОm, плъзгачът на който е свързан с единият му край.
Свързва се ключ, който външно дава накъсо контакта р1 на релето (фиг.
2). Подава се напрежение 12 V от ТЕС и се проверява гарантираното
насищане на транзистора, като се увеличава стойността на съпротивлението
на донастройващия тример – потенциометър. Определя се стойността, при
която транзисторът не е напълно наситен, измерва се съпротивлението на
донастройващия тример – потенциометър и стойността му се намалява с 30%.
Вместо резистора R3 се монтира такъв със съпротивление, равно на сумата
от двата. С горната операция се цели, от една страна, базовият ток на
транзистора VT2 да не е прекомерно голям, а от друга – малък за
осигуреното му насищане при максимален възбудителен ток. Външните връзки
се елиминират. Подава се напрежение 14,3 V между клема 15 и маса.Завърта
се оста на тример – потенциометъра RP1 до отпушване на транзистора VT2.
Проверява се хистерезисът на устройството. Той не трябва да превишава
0,25 V (измерената практическата стойност е около 3 пъти по – малка).
Желаттелно е настройката да се направи с цифров волтметър. Описаният
реле – регулатор поддържа напрежението на бордовата мрежа в тесни гранци.
Така той осигурява малка динамична грешка на реле-регулатора (максимално
отклонение в зависимост от честотата на въртене).
Преди монтиране в автомобила платката се импрегнира против влага с два
слоя карболитов лак. Така са направени повечето ремонтопригодни
реле-регулатори.
Устройството може да се монтира в различни марки автомобили, работещи с
генератор с възбудителна намотка, свързана към маса. Ако тя има малко
съпротивление (под 4 Оm), трябва да се намали съпротивлението на R3, за
да има гарантирано насищане на VT2.
Схемното решение лесно може да се трансформира за автомобили с извод на
възбудителната намотка, свързан към плюсовата клема на захранването.
Използва се NPN транзистор, а начинът е показан на фиг. 2. Схемата е
предназначена за риректно възбуждане.
Устройството се монтира към автомобила посредством дистанционна подложка
от пореста гума, която има предназначение да намали вибеациите на купето.
Описаният реле-регулатор не се нуждае от обслужване и е достатъчно
надежден.
ЛИТЕРАТУРА
1. Божинов, Б. Неизправности в електрическата уредба на автомобила. С.,
Техника, 1986, с. 39.
2. Клисарски, К. Реле – регулатор. – Радио, телевизия, електроника,
1995, N 7, с. 12.
3. Златаров, В., Т. Таков, Г. Кондарев. Български транзистори. С.,
Техника, 1983, с. 131.
4. Фирмен каталог на THOMSON-CSF (Франция), SHORT FORM CATALOG, 1979, с.
54.
Стенд за проверка на реле – регулатори Красимир Клисарски Радио
телевизия електроника 1997/10/стр.22,23
Реле – регулаторът е важен елемент на обзавеждането, от който в голяма
степен зависят нормалната работа и техническото състояние на почти
всички електрически апарати в автомобила. Това се определя от неговата
основна функция да поддържа постоянна стойност на отдаваното от
генератора напрежение. Изискванията в това отношение са високи, тъй като
повишаването на стойността на напрежението само с 10% над разчетното (около
14,3 V) намалява срока на експлоатация на акумулаторната батерия и
електрическите лампи около два пъти.
При ниска стойност на напрежението в бордовата мрежа на автомобила
акумулаторната батерия няма да се зарежда достатъчно, стартирането ще
бъде трудно, особено през зимата), осветлението ще бъде слабо и др.
Благодарение на съвременната микроелектроника са създадени интегракни
реле – регулатори, които са монтирани в общ блок с четкодържателя на
генератора за променлив ток. Тези реле регулатори с интегриран
четкодържател се произвеждат от редица фирми (BOSCH, HUCO, EWOTEC), но
геометричните размери и разположението на изводите на влизащата в
генератора част от него са идентични.
 |
На фиг. 1 е показан външният вид на вграден безконтактен реле –
регулатор EE14V3 на германската фирма BOSCH. Той, както и многобройните
му аналози, е предназначен за генераторите за променлив ток типове G1 и
К1 с разчетно напрежение 14 V и осигурява максимален възбудителен ток до
3 А.
В случай на неизправност в работата на генератора е необходимо първо да
се провери състоянието на четките и контактните пръстени. За това е
достатъчно да се свали реле – регулаторът. Графитните четки трябва да
имат правилни ръбове и достатъчна дължина, а повърхността на контактните
пръстени трябва да е гладка и чиста. Четките трябва да се движат
свободно в каналите на четкодържателя и да се плъзгат по контактните
пръстени по цялата си челна повърхност. Четки с дължина под 8 mm се
подменят с нови. Замърсените контактни пръстени се почистват със спирт
или бензин. Пружините на четкодържателя трябва да оказват достатъчен
натиск върху четките – на практика от 2 до 4 N. Този натиск може да се
провери с търговска везна, като всяка четка поотделно се притиска към
нейния плот. Приблизителната стойност на показанието на стрелката трябва
да е от 200 до 400 g. Натискът на четките може да се измери и с
динамометър, но той се намира по – трудно.
Реле – регулаторът с интегриран четкодържател има четири извода. Два от
тях са графитните четки, които посредством контактните пръстени подават
ток към възбудителната намотка на алтернатора. Изводът за маса може да е
кабелно ухо, метална пластинка или в някои случаи алуминиевата кутия на
някои регулатори.Плюсовото захранване се подава посредством пружинираща
пластинка. Мястото, където тя опира в генератора, често се покрива с
окисна кора и поради това системата алтернатор – реле не работи.
Захранващите изводи на реле – регулатора се почистват до метален блясък
с шлифовъчна гума.
Електрическата проверка е пасивна и се извършва по схемата, показана на
фиг.2. Необходими са транзисторен електронен стабилизатор (ТЕС) с
възможност за плавно регулиране на изходното напрежение, цифров
волтметър (ЦВ) и автомобилна лампа. При повишаване на напрежението над
14 V (типична стойност 14,3 V), лампата трябва рязко да загасне. Това е
стойността на напрежението, която реле – регулаторът трябва да поддържа
в бордовата мрежа на автомобила. Напреженията, на които са настроени
реле- регулаторите на различните фирми производителки, незначително се
различават. Ако измереното напрежение е 14,3 V +/- 0,35 V, реле –
регулаторът е изправен и трябва да се търси друга причина за
неизправността на системата. При положение, че при напрежение 13 V от
ТЕС лампата не свети или над 15 V не загасва, реле – регулаторът е
неизправен и трябва да се подмени с нов.
 |
На фиг. 3 е показана принципната схема на използвания в стенда ТЕС.
Устройството има късо съединение, претоварване по ток и топлинна защита.
Използва се триизводен стабилизатор тип 7812 в метален корпус ТО-3.
Праговата защита на такъв чип се задейства при ток 2,1 – 2,2 А.
Изходното напрежение се регулира плавно с помощта на потенциометъра RP1,
който е жичен. Авторът е употребил многооборотен (10 оборота –
производство на фирмата CLAROSTAT) потенциометър, който е удобен за
точно отчитане на напрежението на превключване на схемата.
Светодиодът VD1 e индикаторен елемент за включено захранване. Мрежовият
трансформатор е стандартен с широчина на средното ядро 20 mm и дебелина
на набора 25 mm. Първичната намотка е намотана с проводник ПЕЛ с
диаметър 0,20 mm и има 1985 навивки. Екран не е необходим. Вторичната
има 122 навивки от проводник с диаметър 0,62 mm.
Устройството не се нуждае от печатна платка. Интегралният изправител и
стабилизаторът се монтират директно върху общ алуминиев радиатор. Като
такъв се използва отрязък от стандартна алуминиева радиаторна шина 60 х
20 mm с дължина 60 mm. Всички маси се запояват в една точка.
ЛИТЕРАТУРА
1. Божинов, Б. Неизправности в електрическата уредба на автомобила. С.,
Техника, 1966, с. 41. Виж
Статия 115_18
Фотореле Красимир Рилчев
Радио телевизия електроника 1997/7/стр. 14
В схемно отношение елементарните фоторелета представляват
еднотранзисторен постояннотоков усилвател, към чиито вход се включва
фотоелектрически преобразувател (фоторезистор, фототранзистор, фотодиод).
Такива устройства имат лоша чувствителност и голям хистерезис. В
случаите, когато са необходими повишена надеждност и гарантирана точност
на задействане, е по – удачно да се увеличи броят на транзисторите и да
се използва тригер с емитерна връзка (тригер на Шмит). В прецизните
фоторелета задължително се влага интегрален компаратор на напрежение
[1].
 |
Описаната схема (фиг. 1) съдържа само един активен елемент, но има качества, близки до тези на двутранзисторните тричерни схеми. Използва се реле за напрежение с малък хистерезиз (фиг. 2). Електромагнитното реле е производство на германската фирма SIEMENS, тип V23054, паспорт Е1020F110. Работното му напрежение е 12 V, а консумираният ток – 18 mA. Напрежението му на включване е 8,7 V, а на изключване – 2 V. Използването на ценеров диод като прагов елемент води до |
чувствително
намаляване на хистерезиса. Напреженията за включване и изключване са
съответно 10,44 и 10,35 V (конкретно измерени практически стойности).
Фотодатчикът е производство на фирмата TESLA, тип WK65037 – 1,5 kOm (на
светло).
На тъмно съпротивлението на фоторезистора е много голямо (от порядъка на
1 MOm), ценеровият диод VD1 е запушен и релето Р не е задействано.
Когато върху фоторезистора попадне светлина, съпротивлението му силно
намалява. Протичащият ток през VD1 и базата на транзистора VT1 води до
отпушването му и заействането на релето. Промяната на състоянието на
ключа става бързо и по този начин се елиминира вибриране на котвата на
релето близо до прага на превключване. За подобряване на точността,
захранващото напрежение е стабилизирано. Консумацията на тъмно е
няколкостотин микроампера, а на светло – около 20 мА.
Релето има четири групи контакти, всеки от които може да комутира ток до
2 А при променливо напрежение 220 V.
Чувствителността на устройството се регулира в тесни граници с помощта
на тример – потенциометъра RP2. С указания фоторезистор тя е добра и
отпада необходимостта от събирателна леща пред него.
Използваният ценеров диод трябва да има малък минимален ток на
стабилизация (от порядъка на 0,5 mA). В режим на стабилизация неговото
диференциално съпротивление е около 10 Om, а когато е запушен, нараства
на няколко десетки килоома. Използването на силициевия ценеров диод като
прагов елемент значително подобрява качествата на схемата. Опитът на
автора показа, че добри резултати се получават и при свързване на база –
емитер на транзистора 2Т3606 като опорен елемент. Измерванията показаха,
че напрежението на стабилизация на този преход се различава за отделните
екземпляри и е в границите 8,2 – 9,8 V. Прагът на превключване на
схемата може да се изменя и посредством елементи с различно ценерово
напрежение.
Използваният транзистор трябва да има голям статичен коефициент на
усилване, за да се отпушва с малък базов ток.
С изправни елементи устройството заработва веднага – признак за това е
привличане на котвата на релето при осветяване. Чувствителността се
корегира съобразно с приложението. Фоторелето има добри потребителски
качества.
ЛИТЕРАТУРА
1. Клисарски, К. Прецизно фотореле. – Радио, телевизия, електроника,
1994, N 2, s. 7.
2. Под редакцией Голомедова, А. Диоды выпрямительные, стабилитроны,
тиристоры, М., Радио и связь, 1988, 309 с.
3. Фирмена литература на SIEMENS (Германия), RELAIS, 1980, с. 11 и 12,
графика 2.
Радиатори за полупроводникови прибори – избор, оразмеряване и
използване Митко Митев Радио, телевизия, електроника 1989/10/стр. 27,28
При разработване на електронни на електронни схеми често се налага да се
предвиждат охлаждащи радиатори за мощните полупроводникови прибори (транзистори,
диоди, тиристори). Правилният избор на тези радиатори е свързан с
определени трудности, тъй като в специализираните издания са дадени
основните закономерности, в справочниците и отрасловите нормали –
конкретни параметри и характеристики, а накои параметри изобщо не се
посочват от нашите производители на полупроводникови прибори.
Тук са събрани основните теоретични закономерности и необходимите
параметри на по – често срещаните полупроводникови прибори за избор,
оразмеряване и използване на радиаторите.
Основни положения
Един полупроводников преход, който трябва да разсее определена мощност
Р, може да се разглежда като източник на топлинна енергия. Тази енергия
трябва да се предаде на околната среда. В действителност преходът
предава топлинната си енергия на корпуса, той от своя страна на
радиатора, а радиаторът на околната среда. Част от енергията се предава
и директно от корпус към околната среда. Всяко предаване на енергия от
една среда в друга среща определено съпротивление Rth. На схемата от фиг.
1 са показани разпространението на топлинната енергия от прехода до
околната среда и топлинните съпротивления по пътя и.
 |
Означенията на
топлинните съпротивления са съответно:
Rthjc – преход – корпус;
Rthcr – корпус – радиатор;
Rthra – радиатор – околна среда;
Rthca – корпус – околна среда.
Тъй като топлинното съпротивление се дефинира като отношение на
температурната разлика делта Т към разсейваната мощност Р.
Rth= делтаТ/P, C/W.
Сумарното топлинно съпротивление преход-околна среда Rthja се дава от
израза:
 |
 |
 |
Някои практически съвети за подготовка на монтажната повърхност на
радиатора.
Валцованите и машинно обработените радиатори са с добро качество на
монтажната повърхност, особено ако са използвани неизносени инструменти
за производството им. Въпреки всичко монтажната повърхност трябва да
бъде почистена от замърсявания и окисни слоеве. Обработеният алуминии
образува окисен слой след няколко секунди. Ето защо е необходимо веднага
след машинната обработка, монтажната повърхност да се полира с фина
стоманена домакинска тел (вълна), след което да се промие с ацетон или
спирт. Веднага след това трябва да се нанесе топлопроводимата паста.
Топлопроводимите пасти се използват за подобряване контакта между
корпуса на транзистора и монтажната повърхност на радиатора. Те запълват
въздушните междини между допиращите се части. За сравнение една
топлопроводима паста има специфично топлинно съпротивление около 25 С.mm/W,
докато въздухът има около 500 С.mm/W. Така, че топлинното съпротивление
на въздушните междини, получени от драскотини и неравности на двете
допиращи се повърхности, намалява около 20 пъти при използване на
топлопроводима паста. Топлопроводимите пасти се изработват се изработват
от финни частици цинков окис в силиконово масло, което има свойството да
запазва консистенцията си при изменение на температурата и с течение на
времето. У нас за топлопроводима паста се използва силиконов компаунд,
производство на Комбинат „Микроелектроника” – Ботевград, или смазка
КПТ-8 внос от СССР (дo 1989г.)
ЛИТЕРАТУРА
1. Chataignier, L. Calcul simplifie des refroidisseurs pour transistors
de puissance. Toute I’electronique. Juliet, 1979.
2. Ленк, Д. Наръчник по опростено проектиране на схеми с
полупроводникови прибори, С. Техника, 1981.
3. ОН 09 67082-77 ЕСПА. Радиатори за полупроводникови уреди.
4. Дрискол, Ф., Р. Калфин. Полупроводникови прибори и приложение, С.,
Техника, 1978.
 |
St_288 Упростено изчисляване на радиатори за мощни транзистори. Препоръки по експлоатацията на радиатори и закрепването на полупроводниковите прибори към радиаторите. Пример за изчисление на двустранно оребрен радиатор. Радиатори за охлаждане. От Справочник На Радиолюбителя на Рачев Д. от 1984 г.
Взаимно заменими ли са операционните усилватели 741
и 709
к.т.н. инж. Стефан Вълков
Млад Конструктор 1979/6/стр.7,8
 |
В статията „Работа с операционния усилвател мА709 (МК,
брой 5/1979 г. ) се запознахме с правилния избор на външните елементи за
честотна корекция, които предпазват усилвателя от самовъзбуждане, както
и от начините за предпазване от късо съединение, претоварване и лъжливо
превключване на състоянията на изхода, за симетриране на входовете, за
избор на захранващите вериги и за елементите за обратна връзка.
Сравнително големият брой на външните елементи води обикновено до
усложняване и оскъпяване на устройствата с интегрални схеми, създава
риск за повече повреди при изработването и използването им. Тези
неудобства са почти напълно избягнати в операционните усилватели от така
нареченото второ поколение. Най – разпространен техен представител е
МА741, който се среща още под найменованията МС1741, LM741, RM741 и
SN72741 (САЩ), SFC2741 (Франция), ТВА 221 и ТВА 222 (Белгия) и др.
Операционният усилвател тип 741 не се нуждае от поставянето на каквито и
да било външни елементи за честотна корекция. Неговата честотна
характеристика е коригирана вътрешно с помощта на един интегрален MOS –
кондензатор и при коефициенти на усилване над 1 не съдържа участъци с
наклон, по – голям от – 20dB/декада (фиг. 1).
 |
Такъв усилвател се нарича безусловно устойчив, защото
не се самовъзбужда дори при 100% дълбочина на външната отрицателна
обратна връзка.
Друго предимство на усилвателя 741 е, че той има вградена електронна
защита от късо съединение или претоварване на изхода. Това създава
сигурност при работа с него и позволява да се избегне поставянето на
последователно свързан с изхода му резистор.
И накрая, няма нужда от употребата на срещупосочно включени диоди на
входовете, тъй като не съществува опасност от лъжливо превключване на
състоянието на изхода при голям входен сигнал. Това се дължи на
използването на емитерни повторители във входното стъпало на усилвателя.
За да се улесни заменянето на усилвателя тип 741 с тип 709 (или с някои
други типове ОУ) и обратно, се изработват едни и същи корпуси (вж.
цитираната по – горе статия), като за една и съща цел в двата случая се
използват едни и същи изводи. Разликата е, че при операционния усилвател
741 трите извода за включване на външни елементи за честотна корекция не
се използват за същата цел. Единият от тях се оставя винаги свободен, а
другите два (изводите 1 и 5 при опаковка в корпус ТО-99) са предвидени
за евентуално включване на външен променлив резистор (потенциометър или
тример - потенциометър) за балансиране на усилвателя, ако това е
необходимо.
Плъзгачът на променливия резистор се свързва към отрицателния полюс на
захранващия източник, а общото му съпротивление е около 10 кОm и не е
критично.
Балансирането се извършва по следния начин. Свързват се накъсо двата
входа на усилвателя, а в изхода му се включва постояннотоков волтметър с
нулева средна точка. Включват се захранващите напрежения и с помощта на
потенциометъра за баланс се търси приблизително анулиране на показанията
на волтметъра. Ако не разполагаме с волтметър с нулева средна точка,
тогава можем да използваме и такъв за еднополярни напрежения. В такъв
случай най – напред включваме захранването, после «опитваме» с
волтметъра за момент каква е полярността на изходното напрежение, и
накрая присъединяваме волтметъра в правилната посока, като при
балансирането движим плъзгача на потенциометъра плавно до анулирането на
изходното напрежение.
Наличието на напрежение в изхода на операционния усилвател, когато между
входовете му няма сигнал, се дължи на неизбежните производствени
толеранси в параметрите на интегралните резистори и транзистори. То е
неприятно, защото създава илюзия, че между входовете на усилвателя има
сигнал, когато такъв не е приложен, или, че няма сигнал, когато такъв е
приложен, и изобщо дава лъжлива представа за големината на приложения
сигнал. При голям сигнал наличието на това напрежение може да доведе до
появяване на нелинейни изкривявания поради «изрязване» на положителните
или отрицателните върхове на изходното напрежение, тъй като изходната
работна точка при покой не е нулева, а положителна или отрицателна.
С балансирането се цели избягването на тази неприятност. Обаче
балансирането не е наложително да се извършва винаги. Преценката за това,
кога кога бихме могли да се откажем от балансиране, зависи от това в
каква схема, за каква цел се използва операционния усилвател. Тя може да
се извършва лесно, ако знаем големината на отместването на изходното
напрежение от нулевата стойност.
 |
Например, за мА741 от каталожните данни (таблицата)
намираме, че входното напрежение на несиметрия е средно 1 mV. Ако
коефициентът на усилване с обратна връзка е 100, това означава, че
отместването на изхода ще бъде около 100 mV. В отделни екземпляри обаче
входното напрежение на несиметрия може да достигне до 6 mV, съответно
отместването на изхода – до 600 mV. Точната стойност за екземпляра, с
който разполагаме, може да се измери и с волтметър на изхода за
конкретното включване, но при липса на сигнал на входа. Отместване до
няколкостотин миливолта на изхода при захранващи напрежения +/-10 – 15 V
обикновено не пречи на нормалната работа на схемите, в които се използва
операционният усилвател. Да си спомним, че в мА709 и в редица други
операционни усилватели няма предвидени специални изводи за балансиране,
макар, че проблемът и при тях съществува.
Когато балансен потенциометър не се използва, изводите 1 и 5 също се
оставят свободни.
Съвместимостта на изводите на два операционни усилвателя обаче съвсем не
означава, че единият може да бъде заменен с другия във всички случаи.
Това щеше да бъде възможно само, ако и електрическите им параметри са
еднакви или достатъчно близки.
За да преценим кога мА741 може да замени мА709 и обратно, нека
разгледаме таблицата, където са сравнени най – важните параметри на
двата усилвателя при номинални захранващи напрежения (+/- 15 V), както и
техните честотни характеристики. Вижда се, че коефициентът на усилване
на операционния усилвател 741 без обратна връзка е около два пъти по –
голям. Но това важи само за честоти под 10 Hz (вж. фигурата)! Максимално
допустимият коефициент на усилване с обратна връзка зависи от желаната
честотна лента. Ако например желаем да усилваме равномерно в честотния
обхват до 100 кHz, максимално достижимото усилване, отчетено от фигурата
е 20 dB (10 пъти) – вж. Фиг. 2 от цитираната по – горе статия.
Следователно, ако желаем да заменим мА709 с мА741, трябва да проверим
няма ли да доведе това до недопустимо стесняване на честотната лента.
Например в бр. 1/1978 г. на МК бе публикувана статията «Любителски
измерител на клирфактор». Уредът е изграден с ОУ мА709, обхванат от
регулируема отрицателна обратна връзка с минимална дълбочина около 500,
т.е. максималното усилване на обхванатия от обратна връзка усилвател е
около 500. При използваните елементи за честотна корекция, честотната
лента на равномерното усилване е около 200 кHz. Това означава, че при
максимална честота от обхвата на уреда (20 кHz), той ще може да мери
вярно до 10 – та хармонична. Може да се смята, че това е достатъчно за
такъв уред.
Нека сега предположим, че сте решили да си направите уреда, но не
разполагате с мА709, а с мА741. От фигурата при коефициент на усилване
500 (54 dB) намираме, че честотната лента ще бъде … около 3000 Hz.
Следователно замяната е невъзможна, поне без големи
Промени в цялостната схема на уреда.
Друг пример. В бр. 2/1978 г. на МК бе публикувана статията „Цифров
волтметър за постоянно напрежение”. В него за преобразуване на
измерваното напрежение в ток е използван ОУ мА709. Той може да бъде
заменен с мА741, защото работи при достатъчно ниски честоти. Такава
замяна е възможна и в термометъра от статията „Термометър за кожната
температура ТКТ-1” (МК, бр. 7/1978 г.) където усилвателят мА709 се
използва за усилване на преобразуваните в напрежение бавни температурни
промени.
Разбира се, при замяната трябва да се следи и за останалите параметри, а
не само за усилването и за честотната лента. Така операционният
усилвател мА741 има значително по – високо входно съпротивление, по –
малък среден входен ток и по – малък входен ток на несиметрия. Това
позволява той да работи с по – високоомни елементи за обратна връзка и
да се задейства от източник на сигнал с по – голямо вътрешно
съпротивление. Ето защо, ако една схема е проектирана с мА741, замяната
му с мА709 може да наложи смяна и и на резисторите за обратна връзка с
по – нискоомни, за да се избягнат големите паразитни отмествания на
изхода. Друго предимство на мА741 е по – големият обхват на възможните
захранващи напрежения. Това означава например, че ако в една схема със
захранващи напрежения +/- 6 V е използван мА741, той не може да бъде
заменен с мА709.
И накрая, ако входните сигнали в схемата, в която е употребен мА741,
надвишават в дадени моменти +/-10 V, непосредсвената му замяна с мА709
може да причини повредата му. В този случай се налага единият от
входовете да се свърже със земя през ценеров диод. Така е направено
например в статията «Цифров волтметър ...», цитирана по – горе.
Разбира се, при замяна на мА709 с мА741, ако тя е възможна, отпадат
елементите за честотна корекция, за защита от претоварване и от лъжливо
превключване на изхода, като при нужда се добавя променлив или
полупроменлив резистор за баланс, а при замяна на мА741 с мА709 трябва
да се извърши точно обратното. Може би трябва да се направят и известни
корекции в изходното съпротивление на източника на сигнала и в
съпротивлението на товара, поради различията във входните и изходните
съпротивления на двата усилвателя и поради евентуално наложилите се
промени в стойностите на външните елементи за обратна връзка.
Подобно сравнение между най – главните параметри ще ни позволи да
отговорим правилно на въпроса: “Мога ли да заменя операционния усилвател
Х с операционния усилвател Y?”. Настоящата статия е само един пример,
макар, че се отнася до най – употребяваните и достъпни операционни
усилватели.
Приложение на интегрални аналози (LM195, LM295, LM395) на мощен
транзистор
Красимир Клисарски
Радио телевизия електроника 1997/7/стр. 9-12
Съвременната електронна промишленост произвежда широка гама от
полупроводникови елементи и интегрални схеми. Интерес в практическо
отношение представляват интегралните схеми с функционално действие и
разположението на изводите като на мощен биполярен транзистор. Те
притежават всички достойнства на високочестотен транзистор, отличават се
с много малък базов ток и имат защита от претоварване. Тези предимства
ги правят изключително удобни за вграждане в различни електронни схеми.
Идеята за интегрален аналог на мощен транзистор не е нова. Такива чипове
се произвеждат от 1974 г. от американската фирма NATIONAL SEMIKONDUCTOR
CORPORATION (NSC).
 |
В табл. 1 са показани основни типични данни на серията LM195/LM295/LM395, която е широко разпространена. Отделните номенклатурни номера се различават главно по работния температурен обхват. Структурата на ИС съдържа 20 биполярни транзистора, 1 полеви, 3 силициеви ценерови диода и 24 резистора. На фиг. 1 е показана опростената и функционална схема. Интегралният аналог на мощен транзистор много прилича на биполярен транзистор има 3 извода – база, емитер и колектор, но еквивалентният му статичен коефициент на усилване по ток значително превъзхожда класическите мощни транзистори тип Дарлингтон (за последните бета има типични стойности от 750 до 1500). Между емитера и колектора е свързан защитен диод, подобно на ключовите мощни съставни транзистори, напр. TIP110, TIP122 и др. Като основно предимство трябва да се отбележи защитата на ИС от претоварване. Възможно е паралелно свързване на няколко интегрални аналога, без да са необходими допълнителни резистори, използвани при класическите мощни транзистори.
 |
Серията LM195/LM295/LM395 е функционален аналог на
мощен NPN транзистор. При добавяне на няколко външни елемента лесно се
получава PNP конфигурация (фиг. 2). В случая двата транзистора са
свързани като парадоксална двойка.
На фиг. 3 е показано свързване на интегралния аналог като емитерен
повторител. Схемата е класическа, но резисторът R1 трябва да е
високостабилен.
На фиг. 4 е показано свързване на LM195 като високоомен, променливотоков
емитерен повторител. Импулсният изходен ток през товара не бива да
надхвърля 1,8 А.
С LM195 лесно се изгражда мощен ключ с ниско ниво на управляващия сигнал
(фиг. 5). При захранване 12 V товарът има съпротивление 12 Om. Като се
има предвид, че максималният токна чипа е 1 А, при по – ниско захранване,
съпротивлението на товара намалява (за 5 V – 5 Om). Необходимото
емитерно напрежение за високо ниво е 350 mV, а за ниско – 200 mV.
На фиг. 6 е показана елементарна схема на реле за време. В сравнение с
класическата схема с биполярен транзистор тук кондензаторът С1 е твърде
малък. Времезакъснението е пропорционално на неговата големина и
обратнопропорционално на съпротивлението на резистора R1. При натискане
на бутона SB през товара тече ток, докато премине времето на задържане.
При необходимост от комутиране на няколко вериги едновременно в
колекторната верига може да се включи електромагнитно реле с малко
съпротивление.
Фиг. 7 представлява схемно решение на генератор за честота 1 MHz с малко
изходно съпротивление, а фиг. 8 – несиметричен мултивибратор управляващ
лампа с нажежаема жичка (мигаща светлина). Може да се използва
автомобилна лампа 12 V с мощност 3 – 10 W.
 |
На фиг. 9 е показано схемно решение на повторител на
напрежение с изходен ток до 1 А при двуполярно захранване.
Фиг. 10 представлява схема на импулсен стабилизатор на напрежение с
последователно свързване на регулиращия „транзистор” LM195. Така се
получава изходно напрежение, по – ниско от входното (в случая от 4,5 до
30 V), което може да се настройва плавно с потенциометъра RP8. Тук LM195
се използва като високочестотен ключов транзистор. Изходният ток на
стабилизатора зависи от броя на паралелно свързаните чипове. LM105
представлява стабилизатор с общо предназначение. Паралелното свързване
на 4 аналога на транзистор осигурява номинален ток на стабилизатора до 4
А и пиков ток до 6 А.
На фиг. 11 е показано схемно решение на стабилизатор за напрежение – 10
V при товарен ток до 1 А. LM195 се използва като регулиращ транзистор.
Фиг. 12 показва използването на LM195 в стабилизатор за положително
напрежение с възможност за регулиране. Неговата големина се изменя от
4,5 до 34 V с потенциометъра RP4.
Посочените примери не изчерпват приложението на LM195 и други
транзисторни аналози, а по – скоро трябва да се смятат за типични.
Транзисторът като градивен елемент в електрониката намира много широко
приложение.
Серията LM195/295/395 се произвежда в 4 вида корпуси: ТО-3, ТО-220, ТО-5
и ТО-202. Подходящ радиатор за първите два е отрязък от стандартна
алуминиева радиаторна шина N1 (120 x 64 mm) с дължина 80 mm.
ЛИТЕРАТУРА
1. Фирмен каталог на NATIONAL SEMICONDUCTOR CORPORATION (NSC), USA,
1982, с. 12 – 10, с. 12 – 17.
2. Фирмен каталог на NSC, USA, 1980, LINEAR APLICATIONS NANDBOOK, c. AN
– 110-1.
3. Фирмен каталог на PHILIPS, ELECTRONIC COMPONENTS, 1988, c. S- 50.
4. Dobkin, R. NSC APPLICATIONS NOTE 110, 1974, с. 110-5.
Устроство за генериране на еднократен импулс чрез
бутон с една контактна система
Иван Доцински
Радио телевизия електроника 1985/6/стр. 26
Много електронни устройства съдържат бутони, чрез които операторът
избира и управлява техни функции. Превключването на контактните системи
на бутоните е съпроводено от вибрации, които могат да предизвикат
повторно (многократно) задействане на броячи, чакащи мултивибратори и
други, свързани с тях в импулсни схеми. Най – доброто и едновременно с
това достатъчно просто решение се състои в използване на бутон с
превключваща или двойна контактна система и тригер (фиг. 1). Тъй като
 |
вибрациите се проявяват винаги при включване и
изключване на една нормално отворена (н.о.) или нормално затворена (н.з.)
контактна система и никога не се развиват между две (н.з. и н.о.)
системи, първият импулс превключва RS-тригера с прехода от единица в
нула, а останалите импулси не изменят неговото състояние. За съжаление
това решение не може да се приложи за клавиатури и отделни бутони,
изработени с рид – релета (с една единствена н.о. контактна система).
Съществуват редица други схеми с с времезадаващи вериги [1], чрез които
поредицата от импулси на рид – релето се превръща в единствен. Една
такава схема е показана на фиг. 2. Разчита се на бързия заряд на
кондензатора С през R1 = 1 kOm за времето на първото допиране на
контактната система, при което напрежението на входа на логическия
елемент И-НЕ става достатъчно по – ниско от необходимото за неговото
задействане, за да не се предизвика повторното му превключване, когато С
се разрежда през R2 = 1 Mom по време на следващия отскок (прекъсване) на
контактната система. На теория за правилното функциониране на тази
проста схема (и на други подобни на нея) е достатъчно да се пресметнат
правилно двете времеконстанти в зависимост от вибрациите на бутона,
минималните възможни времена между включване и изключване (и обратно) от
страна на оператора, изменението на стойностите на резисторите и
кондензатора с течение на времето и под влияние на температурата. На
практика – макар и не толкова често, но винаги с неприятни последствия –
тези схеми не отстраняват ефективно влиянието на вибрациите.
На фиг. 3 е показана схема на устройство за генериране на еднократен
импулс чрез бутон с една н.о. контактна система, което е доказало своята
сигурност в устройства, разработени от автора през последните години.
Елементите ЛЕ1 и ЛЕ2 образуват RS – тригер, който се управлява от ЛЕ3 и
ЛЕ4. Изходното състояние на тригера (бутонът S е отпуснат) е Q = 1, Q (черта)
= 0, тъй като другото състояние е неустойчиво – единица на изхода Q ще
предизвика чрез ЛЕ3 нула на входа на ЛЕ1. Натискането на бутона S
предизвиква генериране на поредица от 0 в 1. Първият импулс е преход от
1 в 0 и не въздейства върху ЛЕ3, но превключва ЛЕ4 чрез инвертора ЛЕ5.
Тригерът преминава в състояние Q = 0, Q (черта) = 1. Потенциалите на
входовете на ЛЕ3 и ЛЕ4, свързани с тях чрез RC – веригите, се изменят
бавно, така, че вторият и следващите импулси на S с преход от 0 в 1 не
могат да предизвикат 0 на входа на ЛЕ1 и тригерът запазва състоянието си.
След време, определено от отпускането на бутона, но не по – малко от тау
~ R*C, тригерът заема отново изходно положение. Сигурното еднократно
генериране на изходен импулс се дължи на праговия ефект на ЛЕ3 и на
свойствата на тригера.
Изходният импулс се предава чрез развързващия инвертор ЛЕ6, който може
да бъде свързан с Q или Q (черта) в зависимост от желаната полярност.
ЛИТЕРАТУРА
1. Димитрова, М., И. Ванков. Импулсни схеми и устройства. С., Техника,
1992, 191 – 194.
Гъвкава връзка „Ансли” инж. Стоян Младенов
Млад Конструктор 1993/7/стр. 28
Гъвкавата връзка АНСЛИ, производството на фирма ТОМАС & БЕТС (Германия),
се прилага с успех при монтажа на радиоелектронни апаратури и служи за
свързване на радиоелементи от печатни платки. Състои се от метални
контактни пера 1 (фиг. 1а), пресовани в тънкостенна пластмасова плочка
2.
 |
В зависимост от разположението на краищата на
контактните пера се различават прави (фиг. 1а) и огънати под 90 градуса
контактни пера (фиг. 1б). Дължината на правия и огънатия край на
контактните пера е 3,2 mm.
Широчината на пластмасовата плочка се избира в зависимост от броя на
металните контактни пера и не надвишава 76 mm (фиг. 1в), а дължината и е
съответно 25,4, 50,8 и 76,2 mm. Разстоянието между две съседни контактни
пера – растер (фиг. 1в) е както следва: 1,27; 1,905; 25,4; 3,75; 3,81 и
5,08 mm. Диаметърът на контактните пера при растер 1,27 е 0,3 mm, за
растер 2,54 – 0,5 mm, и т.н.
Свързването на радиоелементите от двете печатни платки 1 и 3 посредством
гъвкава връзка 2 става по начина, показан на фиг. 2. В случая гъвкавата
връзка се огъва под 180 градуса и при това положение контактните пера се
вмъкват в съответните гнезда на двете печатни платки. Създадената по
този начин гъвкава връзка има голяма устойчивост и здравина.
 |
Гъвкавите връзки се изработват от подходящ пластмасов
материал, като полиестер, тефлон, каптон и номекс. Те имат следните
качества:
Полиестерна изолация. Отличава се с превъзходните си механични и
електрически качества при температури до +105 С. Леко се преработва и се
препоръчва при спояване с обикновени електрически поялници.
Тефлон. Отличава се с прозрачност и притежава изключителни механични и
електрически качества. При контакт с нагрят поялник обаче се поврежда и
е устойчив при температури до до +105 С.
Каптон. Прозрачна изолация с жълтеникъв отенък и устойчивост при
изпълнение на спойките по всички методи на спояване. Притежава добри
механически качества при високи температури (до +150 С). Не изменя
размерите си при влажна среда или колебания в температурата и не се
поврежда при невнимателен контакт с нагрят поялник.
Номекс изолация. Непрозрачна изолация, изградена на основа найлон –
хартия с добри температурни качества. Може да се употребява при спояване
с обикновен поялник. Препоръчва се употребата и в случаите, при които
колебанията в съпротивлението на изолацията не са критични спрямо
измененията на влажността.
Описаните гъвкави връзки АНСЛИ се отличават с голямо удобство на
свързване, бърз, качествен монтаж и надеждност, поради което се
използват с успех при свързване на печатни платки.
Две схеми с мултиплексора 4053
Методи Цаков
Радио телевизия електроника 1987/1/стр. 32, 33
 |
Показаната на фиг. 1 схема на захранващ преобразувател на напрежение, подходящ за маломощни устройства с батерийно захранване. Използвани са два от трите електронни превключвателя, намиращи се в CMOS - интегралната схема 4053.Те комутират кондензатора С1 в такт с честотата на подаваните отвън правоъгълни импулси с коефициент на запълване 50%. По време на единия полупериод на тактовия сигнал, когато превключвателите са в показаното на фигурата положение, кондензаторът С1 се зарежда до захранващото напрежение. В следващия полупериод той се включва към изходния кондензатор С2, предавайки му заряда си, но с обратна полярност. По този начин в изхода на схемата се получава отрицателно напрежение, с което интегралната схема се «самозахранва», тъй като краче 7 е свързано с изхода. Товарните характеристики на тази проста схема са дадени на фиг. 2. Пулсациите в изхода при товарно
 |
съпротивление 1 кОm и захранващо напрежение 8 V са
около 30 mV. КПД на преобразувателя при товар 5 кОm е 95%, а при товар 1
кОm – 80%. Схемата е особено подходяща за устройства, изградени с CMOS –
схеми и икономични операционни усилватели, тъй като осигурява двуполярно
захранване за аналоговите чипове и повишено захранващо напрежение за
CMOS – интегралните схеми. Входното напрежение (захранващото) не бива да
превишава 8 V, за да може напрежението между краче 16 и краче 7 да е в
границите на допустимото захранващо напрежение за CMOS – серията.
При използване на описаната по – горе схема с мултиплексора 4053 остава
свободен един превключвател, който по схемата от фиг. 3 може да работи
като икономичен светодиоден индикатор. По същество схемата представлява
импулсен генератор, който действа по следния начин: След включване на
захранващото напрежение на управляващото краче 11 е по – малко от
праговото и превключвателят е в показаното положение, при което
кондензаторът С1 се зарежда бързо през светодиода и резистора R1. Щом се
достигне праговото напрежение (около половината от захранващото),
превключвателят се преобръща и резисторът R2 се шунтира от
съпротивлението на ключа, при което напрежението на краче 11 се повишава,
осигурявайки новото състояние на схемата. После кондензаторът се
разрежда през резистора R3 до праговото напрежение и цикълът се повтаря.
Светодиодът излъчва по време на зарядния процес, като светлинните
импулси с честота около 0,6 Hz са достатъчно ярки и се забелязват дори
от разстояние 2 – 3 m. Консумацията на ток е в границите от 0,3 mA при 6
V до около 0,8 mA при 9 V. Стойностите на елементите не са критични.
Схемите са конструирани от автора и са приложени в конкретни устройства.
 |
Акустичен преобразувател По материали на "Amaterske radio", бр. 7/1984 г., Радио телевизия електроника 1986/1/стр. 35,36
 |
 |
Електронен звуковключвател Георги Минчев 1994/5/стр. 11 Радио телевизия електроника 1994/5/стр. 11
 |
Акустичен ключ Димитър Николов Млад Конструктор 1981/8/стр.20-22
 |
 |
 |
 |
 |
 |
Усилвател с електронно управление к.т.н. инж. С. Куцаров Радио телевизия електроника 1982/2/стр.11-13
 |
 |
 |
Сигнали с TTL - ниво с двойна и четворна мрежова честота По материали на сп. "Funkamateur" бр.5, 1982 г. Радио телевизия електроника 1983/10/стр.24,25
 |
 |
Материалите подготви за сайта:
Иван Парашкевов