назад

Стереосистема с общ НЧ - високоговорител                    инж. Александър Захаров,      Радио телевизия електроника 1988/2/стр.4,5

Стерео – усилвател с транзистори KD 503 инж. Руси Русев    Млад Конструктор 1983/9/стр. 10 – 13

ТЕХНИЧЕСКИ ДАННИ
Мощност: синусоидална – 2 х 30 W, музикална – 2 х 45 W;
Честотна лента - 25 Hz - 48 kHz;
При 78 кHz – затихване 2 dB;
Koефициент на нелинейни изкривявания – 0,2 %
Отношение сигнал/шум – 1300 (62,3 dB);
К.п.д. - 58%.

Стереоусилвателят се състои от два еднотипни блока, като показания на фиг. 1. С вертикални пунктирани линии от ляво на дясно са ени трите основни възела: предусилвател I, блок корекции II и краен усилвател III.
I. ПРЕДУСИЛВАТЕЛ

Състои се от стъпалата на транзисторите Т1 и Т2. Той работи с входен сигнал, не по – малък от 40 mV. Oтношението на резисторите R8 и R5 oпределя коефициента на усилване на блока. При сигнал взет директно от кристална доза на грамофон, съпротивлението на резистора R5 трябва да бъде 200 Om.
II. БЛОК КОРЕКЦИИ
Той е ен галванично от предусилвателя с кондензатора С5. Блокът за корекции представлява активна схема – четириъгълник на Баксандал. Коефициентът му на усилване е около единица. Той се определя от дълбоката отрицателна обратна връзка по изходен сигнал, реализирана чрез кондензатора С9. Тя позволява получаване на корекции в широка честотна лента. Потенциометърът П1 осигурява регулиране на ниски честоти, а П2 – на високите.
III. КРАЕН УСИЛВАТЕЛ
Двата потенциометъра П3 и П4 на входа на крайния усилвател служат съответно за баланс и за усилване. Усилвателят е клас АВ и се захранва с двуполярно напрежение със средна точка.
Транзисторите Т5 и Т6, включени в диференциална схема, се захранват от генератор на ток, изпълнен с транзистора Т7. Той намалява до минимум влиянието на промени в захранващото напрежение върху работата на крайното стъпало.
Усиленият сигнал от диференциалното стъпало се подава на драйверния транзистор Т9, работещ в режим на усилване по напрежение.
Кондензаторът С15, включен между базата и колектора му, определя горната граница на честотната лента и предпазва усилвателя от самовъзбуждане. Стъпалото на транзистора Т10 задава началния ток на крайните транзистори. Т9 и Т10 се захранва от генератор на ток – транзистор Т8. По този начин до голяма степен се компенсира нелинейното усилване на слаби сигнали.
Крайните стъпала са реализирани с по два транзистора. Т11 и Т13 усилващи положителните полувълни, са включени по схема Дарлингтон. Резисторът R26, представляващ отрицателна обратна връзка по ток, намалява изкривяванията от нелинейността на емитерните преходи на двата транзистора. Отрицателните полувълни се усилват от транзисторите Т13 и Т14. При избраната схема входният сигнал на крайното стъпало преминава през емитерния преход на Т13 и паралелно свързаните резистор R29 и диод Д5. Последният имитира нелинейността на прехода база – емитер на транзистора Т12 за въвеждане на симетрия в усилването на двете полувълни.
Резисторът R25, включен между високоговорителния изход и втория вход на диференциалния усилвател, създава дълбока отрицателна обратна връзка по постоянен ток. Кондензаторът С16 определя долната граница на честотната лента на крайния усилвател.
ЗАХРАНВАНЕ Схемата му е показана на фиг. 2.

Напрежението „+25 V” се подава на блока за корекции. Чрез резистора R32 ценеровия диод Д1 (фиг. 1) се осигурява захранване +15 V за предусилвателя. Крайният усилвател не се нуждае от стабилизирано напрежение, тъй като режимите на транзисторите се определят от генератори на ток. Трансформаторът

Тр е навит върху магнитопровод от силициева ламарина Ш 30, като сечението му трябва да бъде 8 кв sm. Намотката W1 съдържа 3520 навивки от проводник ПЕЛ-0,20 mm, а W2 – 340 навивки от ПЕЛ – 0,35. Двете намотки от ПЕЛ- 0,75

W3 и W4 са с еднакъв брой навивки и захранват крайното стъпало. От това напрежение зависи изходната мощност на усилвателя. Съответните данни са показани в таблицата.

МОНТИРАНЕ. Елементите на предусилвателя и на блока за корекции се запояват на печатна платка с графичен оригинал, показан на фиг. 3а, по начин отбелязан на фиг. 3б. Входният сигнал се подава към платката с коаксиален кабел. По същия начин се осъществява връзката с потенциометрите за корекция П1 и П2 като ширмовката не се използва за

провеждане на сигнала и се свързва на маса. Изходът на тази платка се подава с екраниран проводник на една от двете секции на линеен стереопотенциометър П3. По същия начин изходът на неговия плъзгач се включва към потенциометъра П4, задаващ силата на звука. За управление на балансираното заучене на усилвателя, двете секции на П3 са свързват насрещно, а за едновременно регулиране на силата на звука, проводниците към потенциометъра П4 се запояват съпосочно.

Печатната платка на фиг. 4 е за крайния усилвател. Транзисторите Т12 и Т14 се монтират на отделни радиатори или на общ, като се изолират електрически със слюдени подложки и силиконова паста. Влиянието на промени в температурата се избяягва с монтиране на транзистора Т10 на някои от охладителите. За диод Д5 е най – целесъобразно използването на изправен преход от изгорял силициев средномощен транзистор.
НАСТРОЙКА. Настройката на крайното стъпало става по следния начин: на мястото на високоговорителя се включва еквивалентен товар: резистор със съпротивление 30 Om и мощност поне 2 W. Потенциометърът П6 се поставя така, че плъзгачът му да бъде свързан с колектора на транзистора Т10. Входът на крайното стъпало се дава на маса. При подаване на захранване, консумацията не трябва да надвишава 30 mA. Напрежението върху товарния резистор се нулира с потенциометъра П5.
Режимът на работа на крайния усилвател се настройва при синусоидален сигнал, подаден на минуса на кондензатора С14. С придвижване на плъзгача на потенциометъра П6 в посока от колектора към емитера на Т10 се задава такъв начален ток на крайните транзистори, че нелинейните изкривявания да бъдат минимални.
Усилвателят се монтира в подходяща кутия. На лицевия и панел се извеждат осите на потенциометрите за корекции П1 и П2, за баланс П3, за усилване П4 и ключа К (превключвател тип „ЦК-2”) за подаване на захранване. На задния капак са предпазителите Пр1 (0,6 А), Пр2 и Пр3 (3 А).
Усилвателят показва задоволителни резултати с българските тонколони „СТУДИО 40 W” тип „ОТМ-1-06”. (1983 г.)


СРЕДНОМОЩЕН УСИЛВАТЕЛ По материали на сп. „Elektor” bр. 10/90 г.  Радио телевизия електроника 1994/6/стр.8-11

Средномощният усилвател (СМУ), схемата на който е показана тук, е стабилен усилвател на мощност, работещ добре дори с товари от 2 Om. Противно на някои склонни към самовъзбуждане и в случай на късо съединение усилватели, този е оптимизиран по отношение на стабилност и качество на звука. Общата схема е конструирана симетрично и е защитена по постоянен ток.
Крайното стъпало, схемата на защита и блокът за постояннотоково регулиране са разположени на една платка.

Техническите данни, които усилвателят може да постигне с мрежов, токозахранващ блок 225 VA и филтър 2 х 20 мкF, са:
Мощност при продължителна работа 60 W на 8 Om (22 V);
Koeфициент на нелинейни изкривявания = 0,1% 110 W на 4 Om (21 V)
170 W на 2 Om (18,5 V);
Звукова мощност 200 W на 2 Om (1 kHz, 20 mS вкл./80 mS изкл.);
Широчина на лентата (1 W) 2 Hz, … , 160 kHz (-3 dB);
Хармонични изкривявания: 8 Om/50 W, 4 Om/100 W, 2 W/150 W;
100 Hz < 0,0006%, < 0,0008%, < 0,01%;
1 kHz < 0,0006%, < 0,0008%, < 0,01%;
10 kHz < 0,015%, < 0,025%, < 0,06%;
Интермодулационни изкривявания < 0,05% (1W, 250 Hz/4 kHz 4:1);
Скорост на нарастване на изходното напрежение > 30 V/мкS (с входен филтър);
Максимален изходен ток 15 А;
Отношение сигнал/шум > 100 dB при 1 W;
Изходен импеданс 100 Hz 1 kHz 10 kHz;
<0,02 Om <0,02 Om <0,04 Om;
Koeфициент на затихване 100 Hz 1 kHz 10 kHz;
200 200 100;
Входен импеданс 47 kOm;
Входна чувствителност 1 V;
Tok на покой 100 mA.
(всички напрежения са дадени в ефективни стойности)

Ако търсим по магазините качествени крайни усилватели със средна мощност, не можем да намерим много, които да имат и съответните добри технически характеристики. В най – общ случай качествата на продаваните крайни стъпала нарастват с повишаване на изходната мощност, докато усилвателите с по – малка мощност са проектирани с по – малко допълнителни качества. Съществува сравнително голям брой усилватели с изходна мощност 50, 60 или 70 W, koто обаче са специално оптимизирани по отношение на стабилност при малки товарни импеданси.
Описаният тук средномощен усилвател има много добро съотношение цена/качество.
При проектирането на преден план са поставени изискванията по отношение на качеството. Резултатът е усилвател с изходна мощност 60 W при товар 8 Om и 170 W при 2 Om. Схемата е изградена така, че двойките транзистори в частта на усилване по напрежение гарантират добра симетрия и равномерност на топлинната характеристика.

На фиг. 1 е дадена общата схема на усилвателя. Тя е разположена симетрично около хоризонталната средна линия. Общи за двете части са обратната връзка и настройваемият ценеров диод за регулиране на тока на празен ход. Активна постояннотокова компенсационна схема регулира постояннотоковото изместване на усилвателя на 0 V, a схема за защита обединява закъснението при включване на схемата за защита по постоянен ток и контрола на големината на тока. Съзнателно не е поставена електронна схема за защита в самия усилвател, защото такива схеми освен функциите на защита имат и нежелан принос в изкривяването и изопачаването на звука.
Схемата на усилвателя съчетава предимствата на различни принципи на разработване. Усилването в режим на празен ход е зададено колкото е възможно по – малко, за да може да се получи слаба отрицателна обратна връзка.
Общото усилване е разпределено върху няколко усилвателни стъпала. Всяко отделно стъпало трябва малко да допринесе за общото усилване. Следователно и изкривяванията на отделните стъпала са относително малки, което се отразява добре на звука. Комбинирането на тази идея с грижливо подбрани висококачествени градивни елементи вече е половината условие за много крайно стъпало.
В схемата на входа на усилвателя работят два диференциални усилвателя: един с двойката транзистори VT1 за положителния полупериод, вторият – с VT5 за отрицателния.
Усилването на входните стъпала е ограничено приблизително на 100 пъти. Първите стъпала задействат два други диференциални усилватели (VT2/VT6), чиито коефициент на усилване е приблизително 22. След това следва управляем източник на ток (VT9/VT10). Настройката на тока на празен ход извършва изграденият с три транзистора регулируем ценеров диод, включен между колекторите на VT9 и VT10.
Усилвателят на мощност се състои от двете предкрайни стъпала VT13/VT17, към които са включени паралелно съответно по три крайни мощни транзистора.
Изборът на градивните елементи до значителна степен решава качеството на усилвателя. При симетрична конструкция еднаквостта на електрическите характеристики на транзисторите в първото предусилвателно стъпало е от изключително значение. Тъй като схемата е симетрична, дори и минимални разлики в градивните елементи допринасят за несиметрията в изхода на усилвателя.
В първите експерименти се използваха специално подбрани двойки транзистори от типа ВС. Оказа се, че по отношение на температурната стабилност положението на настройката по постоянен ток е критично. Затова се наложи допълнително доизграждане на схемата с използване на малко по – скъпата двойка транзистори в един корпус. В двойката транзистори на един чип са разположени две идентични транзисторни структури. По този начин могат да бъдат гарантирани идентични електрически и температурни характеристики.
В мощните усилвателни стъпала са използвани транзистори на фирмата SGS, които показват много добри качества. Всъщност широчината на лентата не е много голяма, но характеристиката на усилване в работния обхват е изключително линейна. Особено важно е, че NPN – и PNP – транзисторите имат почти идентични характеристики.

Електрическата схема (фиг. 2) е значително по – сложна от тази на фиг. 1. Начертана е схемата на един усилвателен канал, включително схемата за постояннотоковата корекция на несиметрията и схемата на защита. Целият блок е разположен на платка с размер 10 – 15 кв sm.
Директно на входа е поставен развързващ кондензатор с капацитет 2 мкF, който се състои от паралелно свързаните С1 и С2 и предпазва от постоянни напрежения, идвщи от предусилвателя или от някой друг източник на НЧ – сигнали.
НЧ-филтърът R1 и C3 ограничава широчината на лентата на крайното стъпало още на входа на схемата, което премахва всички възможни интермодулационни изкривявания. Граничната честота на мрежата се намира при честота 180 кHz, при което се приема като предпоставка, че изходният импеданс на предусилвателя е 50 Om.
След филтъра е входното стъпало. За всяка половина от схемата е предвиден по един диференциален усилвател, съставен от два транзистора. Двата диференциални усилвателя се захранват от отделни източници на постоянен ток, изградени с транзисторите VT3 и VT7. Токът през отделните транзистори на тези диференциални усилватели има стойност приблизително 1 mA. Усилването се определя чрез отношението на колекторното към емитерното съпротивление. Посредством елементите R5/C6 и R14/С7 са за честотна компенсация, която ограничава широчината на честотната лента на празен ход до около 500 Hz.
Второто стъпало на усилвателя се състои от транзисторите VT2 и VT6 с принадлежащите им източници на ток VT4 и VT8. Това стъпало служи не само за допълнително усилване по напрежение, а за импедансното съгласуване на предусилвателното стъпало с усилвателя на мощност. Светодиодите VD3 и VD4 служат като източник на опорно напрежение 1,6 – 1,7 V в източниците на постоянен ток. Ако се използват нормални светодиоди, токът през транзисторните усилватели не достига необходимите 5 mA.
Tранзисторите VT9/VT10 като усилватели на ток принадлежат към изходното стъпало. Колекторите им са свързани с една схема (VT11, VT12), представляваща регулируем ценеров диод. Тази противотактова комбинация също допринася за общото усилване, зависещо от отношението на емитерните съпротивления към импеданса на свързаните към колекторите крайни транзистори. Токът на празен ход през транзисторите VT9/VT10 е приблизително 20 mA. Toва е достатъчно, за да се захрани предкрайното стъпало VT13 и VT17 с управляващ ток.
Схемата, представляваща ценеров диод, в нормалния случай се изгражда с един транзистор. В процеса на разработката обаче се оказа, че схемата с един транзистор няма необходимото температурно поведение, за да компенсира напълно температурната характеристика на тока на празен ход на крайното стъпало. Затова беше разработен ценеров диод, състоящ се от три транзистора, които работят оптимално в крайното стъпало. Освен регулируемата ценерова функция се получи и идеален източник на постоянен ток, компенсиращ евентуалните изменения в транзисторите от предкрайното стъпало.
Усилвателят на мощност се състои от предкрайните VT13/VT17 и крайните транзистори VT14-VT16 и съответно VT18-VT20. В предкрайното и в крайното стъпало се използват транзистори от един и същи тип. Въпреки, че една двойка мощни транзистори би била достатъчна за получаване на изходна мощност, бяха включени съответно по три с по – малка мощност. По този начин може много по – лесно да се отведе разсеяната мощност и при пълно натоварване да се разполага с достатъчен резерв от мощност.
На изхода на усилвателя е поставена групата на Бушеро (R46/C16), за да бъде натоварен усилвателят дори при много високи честоти. Дроселът L1 ограничава скоростта на нарастване на изходния сигнал при силно капацитивен товар. Вследствие на това се получава по – лош коефициент на затихване при високи честоти, но при 8 Om и 10 kHz коефициентът на затихване е над 100.
Отрицателната обратна връзка се състои от резисторите R17/R18. Koндензаторът С14 като ВЧ филтър в отрицателната обратна връзка действа в характеристиката на предаване на крайното стъпало като НЧ – филтър, определящ горната гранична честота.
Постояннотоковата корекция е изградена с интегралната схема IC1. Схемата регулира постояннотоковото изместване, което се получава вследствие на винаги малко несиметричната настройка по постоянен ток на входните диференциални стъпала (вследствие на нееднаквите базисни съпротивления и толеранси между PNP- и NPN- транзисторите). Изходното напрежение от крайното стъпало преминава през НЧ - филтъра R60/C23 и през включения като интегратор операционен усилвател LF411. Изходното напрежение на интегралната схема след R62 отива в общата точка на R17 и R18. Чрез R63/R64 и ценеровите диоди VD10 и VD11 се получава захранващото напрежение за операционния усилвател IC1 от източника на високото захранващо напрежение.
Схемата на защита е реализирана с транзисторите VT21 – VT26 и няколко пасивни градивни елемента. Изпълнителният елемент е релето Re1 с контакта си re1. При включване, изграденият от VT24 и VT25 тригер се връща в първоначално състояние (защото VT26 все още не е задействан), така, че VT25 пропуска.
Транзисторът VT26 отговаря за продължителността на включване. Всъщност в началото трябва да бъде зареден С21 през R58, преди VT26 да получи необходимото за задействане напрежение емитер – база. Когато релето включи, светодиодът VD7 светва и сигнализира за това състояние. На базата на VT21 се намира намаленият от делителя на напрежение R47/R48 спад на напрежение върху емитерните резистори на VT6 и VT20. Когато през един емитерен резистор протича ток повече от 5 А (следователно в цялото крайно стъпало 3х5 = 15 А!), VT21 провежда и преобръща тригера VT24/VT25. От това релето изключва в следващите 5 mS.
Постоянното напрежение на изхода се мери на НЧ-филтъра R49/C18/R50/C19. Когато постоянното изходно напрежение е по – голямо от 1 V или по – малко от -1 V, провежда транзисторът VT23 или съответно VT22. Тогава тригерът се преобръща и релето изключва. И в двата случая релето остава изключено, докато целият усилвател бъде изключен и отново включен. Захранващото напрежение на крайното стъпало има номинална стойност +/-30 V, a на празен ход – максимум +/-37 V. Идеален е вариантът за всеки усилвателен канал да има отделен токозахранващ блок.
Изграждане на токозахранващите блокове.
Има три различни възможности за реализиране на захранването на крайното стерео стъпало:
Моноизпълнение, двойно моноизпълнение – два моноблока с отделно токозахранване в един корпус, и едно истинско стереоизпълнение с общ токозахранващ блок за двата канала. Естествено първите два варианта предлагат най – доброто яне на каналите. Моноизпълнението на токозахранващия блок е представено на фиг. 3.

Трансформаторът с мощност 225 VA oтдава достатъчно енергия за да може усилвателят да доставя продължително време необходимата изходна мощност при товар 4 Om. Не изглежда особено разумно разработването на трансформатора за продължителна мощност при товар 2 Om. Повечето високоговорители имат номинален импеданс 4 Om. Импедансната характеристика при определени обстоятелства за някои честоти показва един минимум от 2 – 3 Om. Kaпацитетът на заредените електролитни кондензатори със сигурност е достатъчен да предложи достатъчен резерв на тока и за по – продължителни импулси. Предпоставка за това са 2 х 20 мкF в токозахранващия блок за всяко крайно стъпало.
За двойното моноизпълнение един токозахранващ блок се изгражда два пъти. Токозахранващият блок за стереоусилвателя (фиг. 3б) се нуждае от трансформатор с по – големи размери, като за нормална работа е достатъчен максимален ток 6 А. За захранване на високоговорители с изключително малък импеданс е по – добре да се използва 10 А трансформатор. За зареждащи се електролитни кондензатори трябва да се използват 4 х 10 мкF, двойно повече от тези на фиг. 3.

На фиг. 4а е дадена печатната платка на средномощния усилвател, а на фиг. 4б – разположението на елементите.
Статията завършва с думата - (Продължава)


СРЕДНОМОЩЕН УСИЛВАТЕЛ, Продължение 1.  По материали на сп. „Elektor” bр. 10/90 г.   Радио телевизия електроника 1994/7/стр. 11,12 и 17,18

В предния брой на списанието бяха разгледани идеята и схемотехническата реализация на средномощния усилвател.
Всички градивни елементи на схемата са пригодени за платката. В кутията трябва да са поставени токозахранващият блок, различните индикатори и мрежовият превключвател.
Преди монтажа на градивните елементи на платката, трябва да се обмисли оше един път изборът на градивните елементи. Двойките транзистори VT1, VT2, VT5 и VT6 в действителност са доста скъпи, но са абселютно необходими за доброто качество на звука. Изборът остава между SSM2210/SSM2220 на фирмата PMI и още по – добрите, но по – скъпи MATO2/MATO3 (също от PMI). SSM – типовете представляват транзистори, чиито характеристики не отговарят на спецификациите на типовете МАТ и затова са по – евтини на пазара. Според измерванията МАТ и SSM се различават само по коефициента на усилване по ток, което при използването им като диференциални усилватели не е от голямо значение. Доста средства могат да се спестят чрез използването на транзисторите BC550/560 в предусилвателното стъпало. Те обаче трябва непременно да да са подбрани по двойки чрез измерване и да са термично добре свързани (чрез механично свързване на корпусите им и поставяне на провеждаща топлинна паста). Това не е съвсем

безпроблемно, ето защо е добре да се използва истинска двойка транзистори. Платката може да се използва за трите варианта. На фиг. 1 са представени различните възможности. Многооборотният потенциометър Р1 трябва да е във вертикално изпълнение, за да може настройката да се извършва

отгоре. В противен случай няма да има достъп до настройващия винт, когато се комплектува окончателно платката с всички градивни елементи.
Бобината L1 се навива от меден лакиран проводник с диаметър 1,5 mm и дължина 1m. Диамeтърът на намотката е 12 mm. При това първо се навиват 7 навивки в една посока, после 6 навивки в другата посока и 5 навивки обратно. После цялата трябва да се фиксира с лепило (фирг. 2).
Светодиодът D7 като индикатор на включването се поставя на лицевата плоча.
Мощните резистори трябва да са запоени изправени на платката. Резисторите R35, R37, R39, R43 и R45 трябва да са безиндуктивни. Това може да стане чрез паралелно вкл/чване към тях на кондензатори 100 nF откъм страната на спойките. Необходимите острови за запояване са предвидени на платката.
Транзисторните стъпала VT9/VT10 трябва да се охлаждат чрез радиатори, а за VT4 и VT8 е достатъчна една малка охлаждаща звезда. Мощните транзистори VT11 – VT20 се монтират директно върху охладителя. VT11 и VT12 се поставят заедно чрез керамична изолационна подложка, за да се получи определено разстояние от охладителя.
Механична част.
За стереоизпълнението с два монотокозахранващи блока) на задната страна на корпуса се поставят два охлаждащи радиатора, а между тях трябва да остане достатъчно място за изводите на четирите високоговорителя., входните букси и съединителя (с вграден държач за предпазител).
Крайните и възбудителните транзистори се монтират върху охладителите, изолирани изобилно с топлопроводяща паста.
На лицевата плоча се поставят светодиод за индикация на включването, свързан през резистор със съпротивление 5,6 кОm към захранващото напрежение, и освен това по един зелен светодиод за схемата за защита.
Мрежовите трансформатори трябва да се монтират пред самите платки, за да се намалят влиянията на разсеяните магнитни полета.
Всички детайли, провеждащи напрежението от мрежата, трябва да се обезопасят от нежелателен допир.
Когато мостовите токоизправители се монтират непосредствено върху основата на кутията, се осигурява достатъчна охлаждаща повърхност и най – къси съединителни проводници.
Свързването на отделните градивни групи е дадено точно в схемата на опроводяването на фиг. 2.(от ляво и от дясно)

За да се избегнат всички проблеми, свързани с брума, то трябва стриктно да се спазва. Всички проводници имат минимално сечение 2,5 кв. mm.
Настройка и експлоатация
Преди първоначалното включване трябва да се постави внимателно опроводяването. Двата потенциометъра за тока на празен ход се поставят в максимално положение (измерено с мултиметър).
След включване най – напред се измерва напрежението върху електро;итните кондензатори. То трябва да е между +/-32 и +/-38 V. Изключва се отново, разреждат се електролитните кондензатори през резистор 1 кОm (5 W) и се прави връзка с платките на усилвателите. За сигурност може да се постави резистор със съпротивление 15 Оm на товар 5 W последователно към захранващото напрежение. Тогава максималният ток ще е ограничен до 2 А. Ако след това включване няма видими дефекти, например силно загрял елемент, резисторите се отстраняват и платките отново се включват. Тогава трябва да се измерят зададените в блоковата схема стойности на напреженията във всички измервателни точки.
При това отклонения от +/-10% са напълно нормални.
Ако всичко е добре, идва ред на настройката на тока на празен ход. Предварително усилвателят трябва да работи известно време до постигане на нормална работна температура. Потенциометърът Р1 се завърта в посока на минимално съпротивление, докато измереното постоянно напрежение върху емитерните резистори със съпротивление 0,27 Om стане 9 mV.
Ako липсва достатъчно чувствителен мултиметър, 15 – омовите резистори трябва отново да се включат последователно към захранващото напрежение. Напрежителният спад върху единия от двата резистора ще има стойност 2 V, ако ефективната стойност на тока на празен ход е 33 mA. Напрежението на изход 6 на IC1 трябва да е по – ниско от 10 V. Ако то е по – високо, R62 трябва да се замени със следващата по – малка стойност на Е – реда (3,9 или 3,3 кОm).

За да могат да се монтират по – голям брой електролитни кондензатори за ени усилвателни канали с различни отвори на изводите, от различни производители, беше разработена специална платка (фиг. 3). На платката се поставят резисторът и светодиодът за индикация в режим на работа. Платката е защитена от механични сътресения чрез 6 отвора за закрепване.

Средномощен усилвател, Продължение 2.    Превод от сп. "Elektor" бр. 1/91, с. 34-36. Радио телевизия електроника 1994/8/стр. 4-6

НИСКОЧЕСТОТЕН УСИЛВАТЕЛ 20 W     И.Д. По сп. „Радио”, кн.8, 1980     Млад Конструктор 1982/4/стр.8,9
Параметри:
- изходна мощност 20 W при товар 4 Om;
- koeфициент на нелинейни изкривявания 0,5%;
- честотен обхват от 16 Hz до 60 кHz +/-2 dB;
- чувствителност 0,8 mV за номинална изходна мощност;
- входно съпротивление 10 кОm;
- захранващо напрежение +/- 15 V.

Схемата на усилвателя е показана на фиг. 1. Входното стъпало е диференциален усилвател с транзисторите Т1 и Т2, на единия вход на който се прилага входният сигнал, а на другия вход – напрежение на отрицателна обратна връзка (цялото постоянно изходно напрежение и около 1/16 от него по променлив ток. Усиленият сигнал от колектора на Т1 се прилага на базата на Т3. Транзисторът Т3 работи с динамичен товар в колекторната си верига, реализиран с полевия транзистор Т4. Последният изпълнява функцията на стабилизатор на ток. За температурна компенсация на тока в покой на крайните транзистори Т8 и Т9 служи транзисторът Т5. За инвертиране на фазата служи двойката разнотипни транзистори Т6 и Т7, които управляват крайните мощни транзистори. Връзкатас между всички стъпала е галванична, поради което дълбоката ООВ по постоянен ток осигурява висока стабилност на постояннотоковия режим.
Настройката на усилвателя става по следния начин. В изхода вместо високоговорител се поставя еквивалентно съпротивление 4 Om/25 W (жично). С волтметър 10 кОm/V (става дума за стрелкови уред от 1980 – те години) се измерва напрежението на активната изходна клема, като с помощта на тример – потенциометъра R3 същото се нагласява на нула. След това се регулира с R8 токът в покой на крайните транзистори и общият ток на покой на схемата, който в точката „х” трябва да бъде 30 – 40 mA. Напрежението в някои характерни точки при настроен усилвател са означени на схемата.
Усилването по напрежение, а с това и чувствителността на усилвателя, в дадената схема зависи главно от дълбочината на ООВ, която се определя от отношението на резисторите R7/(R6 + R7) = 1/16
В случая усилването по напрежение е около 16. За да се увеличи усилването, а с това и чувствителността, може да се избере по – нискоомен резистор R7, например до 240 Om. Тогава усилването ще нарасне до 64 и чувствителността на входа ще стане 0,2 V, вместо 0,8 V.
При първоначалното пускане на усилвателя може да се получи самовъзбуждане на високи честоти (над 1 MHz), което несъмнено трябва да се отстрани. То може да се забележи само на осцилоскоп. Отстраняването на самовъзбуждането става, като между базата на транзистора Т7 и -15 V се включи кондензатор 300 pF. Друг начин е включване на последователна RC – група (R = 3,3 Om, C = 0,1 мкF) в изхода между активната изходна клема и маса.

Печатната платка на усилвателя е показана на фиг. 2. Крайните транзистори Т8 и Т9 се монтират извън платката върху готови радиатори от усилватели към магнетофони „Маяк 203”, „Юпитерр 202” и др. За намаляване на нагряването на транзисторите Т6 и Т7 върху корпусите им се поставят месингови или алуминиеви тръбички с дължина 20 – 35 mm.
ЛИТЕРАТУРА
„Радио”, кн.8, 1980

Hi - Fi Усилвател 115 W   Млад Конструктор 1982/4/стр.10,12    По Electronique Pratique, Fevr., 1982, стр. 135 - 141

Краен блок на висококачествен стереоусилвател с MOSFET в изхода инж. Георги Ненов
Радио телевизия електроника 1982/12/стр.8-12

Непрекъснатото развитие на съвременните технологии за производство на полупроводникови прибори предоставя големи възможности и пред конструкторите на висококачествени аудиоапаратури. Типичен пример в това отношение са създадените неотдавна мощни комплементарни (P- и N- канал) МОSFЕТ. Първите съобщения за разработката на този проблем се появиха преди няколко години (статията е публикувана през 1982 г.) [1], но независимо, че вече са пуснати в продажба фабрични модели на Hi-Fi усилватели, чиито крайни стъпала са реализирани с комплементарни MOSFET, тяхната популярност още е ограничена. Обяснение на този факт са затрудненията в снабдяването с мощни комплементарни МOSFET и недостатъчните сведения за техническите им характеристики.
В статията се описва реализирана схема на краен блок на висококачествен стереоусилвател с комплементарни MOSFET в изхода. Стереоусилвателят осигурява върху активен товар от 8 Om, изходна мощност 100 W за канал.

В таблицата са посочени няколко фамилии мощни комплементарни двойки MOSFET с индуциран канал на японската фирма Hitachi, която е един от водещите производители. Посочените прибори притежават много голям входен импеданс, висока гранична честота,голямо усилване и широка област на безопасна работа – обстоятелства, които силно улесняват проектирането на мощни Hi-Fi - усилватели.
Големият входен импеданс на МОSFET не представлява товар за възбуждащите ги стъпала, които работят почти на празен ход (изключение е единствено токът, необходим за зареждане и разреждане на капацитета между гейта и сорса Cgs на транзистора, от който в значителна степен зависи наклонът на фронта на правоъгълния импулс в изхода на крайния усилвател).
Високата гранична честота на MOSFET позволява получаване на широка честотна лента на усилвателите, без да е необходимо да се прилага дълбока отрицателна обратна връзка (ООВ). С това се избягва и основната пеичина за появата на динамични изкривявания в тях [2].
Динамичните изкривявания в мощните транзиаторни нискочестотни усилватели, обхванати от дълбока ООВ, са резултат от значително претоварване на първите им стъпала поради крайното време за реакция на веригата за ООВ от изхода към входа на схемата. В резултат на това транзисторните усилватели, в които не са взети мерки за отстраняването на посоченото явление, не осигуряват качестото на звучене на високочестотните лампови усилватели.
Мощните комплементарни MOSFET притежават много голямо усилване. Тяхната минимална стръмност е над 600 mA/V. Широката област на безопасна работа на тези прибори се дължи, от една страна, на факта, че при тях, за разлика от биполярните транзистори, отсъства възможността за вторичен пробив, а от друга – токът на дрейна им е с отрицателен температурен коефициент. Това създава условия за отстраняване на сложните и капризни схеми за защита на мощните транзисторни усилватели от късо съединение в изхода им, които често са източник на допълнителни изкривявания, и за изменението им с обикновени бързодействащи предпазители. На фиг. 1 е показана зависимостта Id = фи (Uds), върху която е определена областта на безопасна работа на комплементарната двойка MOSFET 2SK134/2SJ49. Подобна област при електронните лампи е областта под хиперболата на загубите. В разглеждания случай областта на безопасна работа се определя със способността на прибора да понася при определено напрежение между сорса и дрейна (Uds) еднократно натоварване на дрейна с импулси с определена продължителност. Зависимостите 1,2 и 3 от фиг. 1 се отнасят за натоварените с импулси с продължителност съответно 0,01, 0,1 и 1 s.

Разгледаната зависимост показва, че транзисторите с последователно захранване, свързани по известната схема „пуш-пул”, могат да доставят изходна мощност 100 W.

Типичното съпротивление на канала за максималния ток на дрейна ron = 1 Om. Загубата на напрежение в транзистора е: ron*Imax = 5 V. Като се вземе под внимание тази загуба и се предвиди 20% резерв, захранващото напрежение трябва да бъде: Ed = (40 + 5)*1,2 = 54 V. За двете рамена Edd = +/-54 V.
В случаите, когато мрежовото напрежение се покачва с 10 – 15%, което не е изключено, захранващото напрежение ще се повиши до 62 V. За да работят без опасност, MOSFET трябва да имат пробивно напрежение, превишаващо максималното напрежение за захранване Udsmax > или = 2*Еdd. От посочените в таблицата данни за транзисторите 2SK134/2SJ49 и от направените изчисления е очевидно, че избраните прибори са в състояние да доставят определена мощност Po от 100 W, без да се превишат граничните стойности на техните параметри.
На фиг. 2 е показана принципната схема на единия канал на 100 W краен стереоусилвател с комплементарни МОSFET. Схемата на усилвателя е проектирана в съответствие с изискванията за отстраняване на динамичните изкривявания, които в действителност се свеждат до следните практически критерии:
- усилването на усилвателя с изключена верига на обща ООВ да не превишава с повече от 25 dB усилването му с включена верига;
- честотната характеристика на усилвателя с изключена верига на обща ООВ при пълна мощност да бъде по – широка от 20 кHz;
- koeфициентът на нелинейни изкривявания на усилвателя с изключена верига на обща ООВ да не превишава 0,5% за пълна мощност за която и да е честота в обхвата от 20 до 20 000 Hz;
- във входа на усилвателя да се включи нискочестотен филтър, отстраняващ сигналите с честоти над 50 000 Hz.
Ограничението върху дълбочината на общата ООВ, което в повечето от съществуващите мощни транзисторни Hi-Fi – усилватели е напълно игнорирано, налага в случая употребата на една изцяло симетрична схема, която да осигури ниско ниво на нелинейните изкривявания. Схемата от фиг. 2 отговаря напълно на поставеното условие. Изградена е от два усилвателя на напрежение, един мощен усилвател, верига за обща ООВ, предпазни диоди, входен нискочестотен филтър и електронен филтър в токозахранващата верига.
Първият усилвател на напрежение се състои от два идентични, но комплементарни диференциални усилвателя (Т1, Т2 и Т3, Т4), обхванати от местни ООВ по ток чрез R3 – R6, които линеаризират стъпалото и разширяват честотната му характеристика. Постояннотоковият режим на комплементарните диференциални усилватели се определя от опорното напрежение на ценеровите диоди Д1 и Д2 и резисторите R12 и R13 и е избран така, че колекторния ток на всеки транзистор да бъде 0,8 mA. Съпротивлението на резисторите R12 и R13 се определя по зависимостта:

Употребата на балансирани комплементарни диференциални усилватели довежда до намаляване на интермодулационните изкривявания и до значително потискане на пулсациите от захранващото напрежение (с това се избягва необходимостта от стабилизацията му, което не е без значение при тези високи стойности на Edd).

Вторият усилвател на напрежение е комплементарна двойка с биполярни транзистори, свързани по схема Дарлингтон с общ емитер (Т5, Т6 и Т7, Т8). Всяка една от тях за сигналите с една полярност е усилвател, а за сигналите с противоположна полярност – динамичен товар на другата. Коефициентът на усилване по напрежение на втория усилвател се определя приблизително от отношението на резисторите от колекторната и емитерната верига и е:

Последната величина се отчита от кривите Id = f (Ugs) за двойката 2SK134/2SJ49, представени на фиг. 3 за три различни температури. От тях се отчита стойността на онова напрежение Ugso, при което се постига клас на работа на мощните транзистори, близък до клас В, и се осигурява най – голяма стабилност на постояннотоковия им режим (т.е. за точката, където токът на дрейна е с нулев температурен коефициент). R се реализира като съпротивителен тример със стойност 330 Om.
Усилвателят на мощност е комплементарната двойка MOSFET (T10, T11) в схема „пуш-пул” с последователно захранване. Транзисторите работят в схема с общ дрейн. Сигналите към тях се подават от колекторите на Т6 и Т8 през резисторите R34 и R35. Тези резистори и капацитетът Cgs на крайните транзистори образуват нискочестотни RC-филтри с честота на срязване 150 кHz.
Ценеровите диоди Д4 и Д5 предпазват гейтовете на мощните МОSFET от пробив с високо напрежение, превишаващо допустимото, вследствие на прекъсване в някоя от веригите или на пробив в прехода емитер – колектор на транзисторите, свързани по схема Дарлингтон.
Веригата на общата ООВ е резисторно капацитивна (R20 – R22, C7 и C8). Тя е честотно зависима и осигурява линейно усилване само в лентата от 5 до 50 000 Hz.
На входа на усилвателя компонентите R7, R8, R10 и C2 – C4, свързани с първия усилвател на напрежение, образуват активен нискочестотен RC-филтър с честота на срязване 50 кHz само в случай, че се използва предусилвател с изходно съпротивление 10 кОm. Ако изходното съпротивление на предусилвателя е по – високо, честотата на срязване се понижава.
Захранването на първите две стъпала, работещи в клас А, се извършва чрез два електронни филтъра, реализирани с транзисторите Т12 и Т13. С това се запазва пълната симетрия на цялата схема.
За схемата от фиг. 2 е необходимо да се подчертае вътрешната линейност на отделните и стъпала, обхванати от местни ООВ по ток. С изключение на стъпалото с MOSFET, всички останали стъпала на усилвателя на напрежение, което улеснява измерването на коефициента на нелинейни изкривявания на всяко едно от тях. Това позолява всяко стъпало поотделно да бъде корегирано, за да се получат възможно най – добри резултати. За голямата вътрешна линейност на целия усилвател може да се съди от коефициента на нелинейни изкривявания при изключена верига на общата ООВ – 0,4% при 100 W изходна мощност за всяка честота от обхвата 20 – 20 000 Hz. Честотната лента за – 1 dB и пълна мощност е от 12 до 27 000 Hz, a koeфициентът на усилване по напрежение Кu = 455. С включена верига на обща ООВ при 100 W изходна мощност върху товар от 8 Om, усилвателят притежава коефициент на усилване по напрежение 45 и коефициент на нелинейни изкривявания 0,03%. Честотната му лента при – 1 dB е от 9 до 100 000 Hz (само за 50% от изходната мощност, понеже при по – големи мощности за честоти над посочената, резисторът R38 прегаря). Наклонът на фронта на правоъгълния импулс в изхода на усилвателя е 35 V/мкs. Този параметър би могъл да се подобри, ако се увеличи токът през транзисторите Т6 и Т8, но това не е направено в предлаганото схемно решение. Динамичният обхват на усилвателя е над 94 dB.
Крайният блок на стереоусилвателя е с два стрелкови индикатора с възможност за отчитане на пикова или ефективна изходна мощност, а също така и реле, включващо с известно закъснение колоните към усилвателя и изключващо ги незабавно при изключване, за да се избегне неприятното „пукане” на басовия говорител при тези комуникации.
Схемата, управляваща релето, е дадена на фиг. 4. Тя е подобна на схемата на норвежкия приемник „Таndberg” 2075. Схемата на фиг. 4 се различава по това, че работи при по – ниско захранващо напрежение и при нея липсва резисторът, показан с пунктир. Наличието на споменатия резистор силно влошава способността на схемата да изключи колоната, когато поради някаква причина изходът на съответния канал променя постояннотоковия си потенциал спрямо земя и се създават условия за протичане на силен ток през нискотоновия говорител. Увеличението на времето за разреждане на кондензаторите С1 и С2 при тази промяна е от малко значение за работата на схемата.
Примерна реализация на крайния блок на стереоусилвателя, изработен по описаната схема, е показана на снимката, а печатната платка и монтажната схема за единия канал – на фиг. 5 (печатната платка и монтажната схема за втория канал са огледално симетрични на посочените).
Печатните платки за двата канала с монтирани елементи се закрепват върху два радиатора с комплементарните MOSFET, така, че след електрическото им свързване, оформени като две отделни самостоятелни конструкции, да могат да се разположат на подходящи места върху шасито. Тук не се дават чертежите на механичната конструкция, понеже тя е в непосредствена зависимост от художественото проектиране на външната форма на усилвателя, която зависи както от размерите и формите на останалите апаратури, так и от въображението на конструктора.
ЛИТЕРАТУРА
1. Hitachi Develops world’s first complementary power MOSFET for audio amplifer equipment, JEE, June, 1977.
2. Marshal, W. Transient IM distortion in power amplifers. Audio, Februari, 1975.

ЕМС1000 - блок усилвател на мощност 2 х 100 W ЕМС1511 к.т.н. инж. Васил Софиянски       Радио телевизия електроника  1987/8/стр.18-21

Десетканален честотен изравнител   инж. Б. Орозов
Радио телевизия електроника 1980/6/стр. 13,14

В последно време популярността на многоканалните честотни изравнители (еквалайзери) нараства. Изключително широката област на приложението им ги прави предпочитани там, където се търси високо качество – както в професионалните апаратури, така и в домашното студио на Hi-Fi любителя. Благодарение на широките си възможности за въздействие върху звуковата картина, многоканалните изравнители се използват с не по – малък успех при озвучаване на зали, театрални салони, а също така почти от всички съвременни оркестри.
Различните по характер приложения на честотните изравнители са наложени два конструктивно различни типа еквалайзери – графични и параметрични.
Първите са съставени от няколко (5 – 20) елементарни филтъра, всеки от които действа в определена честотна област, като степента на въздействие на всеки един от тях се регулира плавно посредством потенциометър. Това са обикновено активни, лентоворежекторни филтри от втори порядък с променлива обратна връзка. Квазирезонансните им честоти, лентите на пропускане и коефициентът на корекция са ъочно определени величини. Така, чрез подходящо дозиране на въздействието на всеки от филтрите в съответната честотна област, се моделира кривата (графиката) на честотната характеристика.
При параметричните изравнители броят на елементарните филтри е по – малък (2 или 3), като обаче техните параметри се променят. Така например съществува възможност да се изменят коефициентът на корекция, резонансната честота, качественият фактор, ширината на пропусканата лента на филтрите според необходимите корекции за съответната звукова картина.

По – долу е описан един десетканален графичен еквалайзер, който притежава всички качества на този тип изравнители, достъпен е за реализация и не изисква никаква настройка.
Схемното решение (фиг. 1) е изключително упростено. Входното стъпало (ИС1) е буферно, с коефициент на предаване, равен на 1 и служи за осигуряване на голямо входно съпротивление на устройството. То е натоварено с десетте активни филтъра, всеки от които има входно съпротивление около 10 кOm. Akтивните филтри са с квазирезонансни честоти – средните честоти на октавите в звуковия обхват, с изключение на октавата 16 Hz.
При така подбраното съотношение между резисторите и кондензаторите, всеки от филтрите осигурява повдигане +12 dB за съответната честота при положение на плъзгача на потенциометъра в T.1 и потискане – 12 dB при плъзгача в Т.2. При средно положение на плъзгача, коефициентът на предаване на филтъра не зависи от честотата. Всички потенциометри са линейни – 100 кOm. Стойностите на кондензаторите С5 и С6 за различните честоти са различни.
Изходните сигнали от десетте филтъра се смесват чрез активен смесител (ИС12) и сумарният сигнал постъпва на изхода. Посредством превключвателя К1 може да се елиминира действието на еквалайзера, като входният сигнал постъпва директно на изхода.

Честотната характеристика на изравнителя е показана на фиг. 2, а останалите параметри са следните:
- коефициент на предаване при средно положение на потенциометрите – 1(0 dB);
- номинално входно напрежение – 0,775 V;
- koeфициент на корекция - +/-12 dB;
- oтношение сигнал/шум (за номинално входно напрежение) > или = 65 dB;
- коефициент на нелинейни изкривявания < или = 0,03%;
- честотна лента (при средно положение на плъзгачите) – (20 Hz – 20 kHz) +/- 0dB;
- koeфициент на претоварване на входа (при максимум на потенциометрите) – 10 dB.

За кондензаторите С5 и С6 е в сила равенството: С5/С6 = 1/10 . При честоти 32, 64, 125, 250, 500, 1000, 2000, 4000, 8000 и 16 000 Hz стойността – на С5 е съответно 0,22 мкF, 0,1 мкF, 47 nF, 22 nF, 12 nF, 5,6 nF, 2,7 nF, 1,5 nF, 680 pF и 330 pF.


Тонкоректор По материали на „Electronique pratique” бр. 29/1980
Радио телевизия електроника 1981/5/стр. 30

Ценно качество за висококачествените нискочестотни усилватели е да имат тонкоректори с отделно регулиране на различните честотни обхвати, за да може да се получи повдигане на високи и на ниски честоти или нормално възпроизвеждане на сигнали. С устройството, схемата на което е дадена на фиг. 1, това се постига сравнително просто чрез три независими регулирания. Схемата се включва преди крайното усилвателно стъпало. Входното и съпротивление е около 150 – 200 кОm, а е пригодено за ниво на постъпващите сигнали ~ 100 mV. Първият транзистор се използва като импедансен трансформатор, като изходният сигнал се получава от емитерната му верига. Самите коректори са с резистори и кондензатори, което значително облегчава настройката на схемата и я опростява в сравнение с по – сложните индуктивно – капацитивни регулатори.
Във веригите на коректора са въведени местни обратни връзки за осигуряване на добра честотна и фазова характеристика. Например такава обратна връзка се използва между транзистори Т2 и Т3, във веригата на транзистор Т1 (чрез R20 и С11).
Затихването на отделните честотни ленти на нискочестотния обхват на възпроизвеждане се регулира чрез потенциометъра P1 (за ниски честоти), потенциометър P2 (за средни честоти) и потенциометър Р3 (за високи честоти).
Съпротивлението на резистора R17 се определя от чувствителността на следващото стъпало, към което се включва регулиращото устройство, и варира от 1 до 22 кOm. Точната му стойност се подбира опитно за конкретното използване.
Токозахранващото напрежение се взема от устройството, към което ще работи регулаторът, и трябва да е между 16 и 24 V. Извършва се допълнителна филтрация чрез резистор R22 и кондензатор С3.

На фиг. 2 е дадена печатната платка на тонкоректора.
Бележка на редакцията. Транзистори ВС547 могат да бъдат заменени с ВС108 (УНР).

Спектроанализатор с тонкоректор        Михаил Ангелов  Млад Конструктор 1992/4-5/стр. 3,4

Тонкоректор    Млад Конструктор 1982/1/ стр.20,21

Hi-Fi Усилвател 25 W По материали на сп. “Funkamateur”, бр. 3, 1981 г.
Радио телевизия електроника 1982/6/стр. 29

Проста и удобна за реализация схема на Hi – Fi усилвател е с изходна мощност 25 W е дадена на фиг. 1. Предимство на техническото и решение е, че възбужданията в крайното стъпало са минимални, а предусилването се извършва с един от от най – често използваните операционни усилватели А109 (ГДР) (1982 г е публ. статията). Крайното и драйверното стъпало са реализирани по двутактна схема.

Високоговорителната група се свързва между симетричната обща точка на крайното стъпало (колектор-емитер) и земя. При два аналогични усилвателя може да се осигури стереофонично възпроизвеждане.
Данните на усилвателя са: изходна мощност 25 W при коефициент на нелинейни изкривявания под 0,5% и лента на пропускане от 20 до 20 000 Hz.
Koнструктивното оформяне на усилвателя е сравнително просто. Елементите и операционният усилвател се монтират върху печатна, фолирана платка (фиг. 2), а мощните транзистори – върху допълнителна метална плочка. За металната плочка (радиатора) може да се използва шасито на самия усилвател. Препоръчва се металната конструкция да се изработи от немагнитен материал, например алуминий, месинг и пр.
При спокойно състояние на усилвателя (без сигнал) токът е около 30 mA.


Крайно НЧУ стъпало Ради Радев
Радио телевизия електроника 1984/2/Стр. 21-23

Усилвателят, чиято принципна схема е дадена на фиг. 1, е предназначена за радиолюбители, които правят първите си опити със схеми с диференциални стъпала. Характеризират се с малък брой части, намиращи се по нашите магазини, лесна настройка и сравнително високи качествени показатели.

През ителния кондензатор С1, входният сигнал се подава на базата на транзистора Т1, който заедно с транзистора Т2 образува диференциално стъпало. След усилване в него сигналът постъпва в базата на транзистора Т3, свързан по схема ОЕ. Връзката между транзисторите Т1 и Т3, а също и между останалите стъпала е без кондензатори, т.е. цялото крайно стъпало представлява усилвател по постоянен ток. За предпазване от самовъзбуждане се използва кондензаторът С2, свързан между базата и колектора на транзистора Т3, както и RC – веригата, включена паралелно на товара. Кондензаторът С2 влияе върху горната граница на честотната характеристика и може да се премахне напълно, ако усилвателят се самовъзбужда. За ограничаване на максималния ток през крайните транзистори в емитерните им вериги са поставени резисторите R9 и R10. Целият усилвател е обхванат от отрицателна обратна връзка по напрежение. През резистора R5 сигналът от изхода се подава на базата на транзистора Т2 от диференциалното стъпало. Коефициентът на усилване по напрежение на целия усилвател зависи от дълбочината на ООВ и се определя от съпротивленията на R5 и R4.
Eдновременно с това се осъществява стабилизация на средната точка. За температурна защита и установяване тока на покой на крайните транзистори, диодите Д1 и Д2 са закрепени на радиаторите им. Транзисторите Т1 и Т2, както и транзисторите Т6 и Т7 трябва да са с еднакви параметри. Захранващот напрежение е нестабилизирано, реализирано по схема Грец със средна точка (фиг. 2). Може да варира в границите от 15 до 35 V във всяко рамо, като трябва да се знае, че изходната мощност зависи от него по следната формула:

Ризх = Ез*Ез/8*Rт W,


Където Ез е стойността на захранващото напрежение (в едното рамо), а Rт – активното съпротивление на бобината на високоговорителя.
Настройка. Преди да се включи захранващото напрежение, се проверяват всички елементи, възли и тяхното свързване. На мястото на говорителя се запоява резистор със съпротивление 10 Om и мощност, по – голяма от изходната (над 20 W). Съпротивлението на R4 се поставя на максимална стойност, а съпротивлението на R1 – на 50 кOm. Към изхода се включва волтметър, а входът се дава на маса. След подаване на захранващо напрежение (задължително едновременно и двете напрежения) с тримера R1 се нагласява напрежение на изхода 0 V. Крайните транзистори не трябва да загряват. Захранването се включва и говорителите се свързват (усилвателят не трябва да работи с изход, даден накъсо, или със свободен изход). Захранващото напрежение се включва отново, потенциометърът се отваря докрай и се подава сигнал с амплитуда 1 V. С тример-потенциометъра R4 се регулират максимална изходна мощност и минимални изкривявания на усилвателя.
Към усилвателя в пълна съгласуваност може включи предусилвател с различни корекции. При стереоусилвателите всеки канал може да е със самостоятелно захранване за свеждане на взаимното проникване между тях до нула.
Кондензаторите С7 и С8 не трябва да са електролитни, а хартиени. Те служат за филтриране на сигналите с високи честоти и тяхното шунтиране при самовъзбуждане на усилвателя. Транзисторът Т4 е BD139 и трябва да бъде подбран в комплементарна двойка с транзистора Т5, който е тип BD140, но може да се замени с 2Т6551 и 2Т6821, които също са комплементарна двойка.
На фиг. 3 е показана печатната платка на схемата.

Усилвател с мощност 150 W По материали на сп. „Radioelektronik”, ПНР, бр. 2, 1982 г.
Радио телевизия електроника 1983/8/стр. 26 – 29

Описаният усилвател е със следните технически данни:
- изходна мощност (при товар 4 Om) 150 W;
- съпротивление на товара от 4 до 16 Om;
- честотен обхват от 10 до 25 000 Hz;
- подтискане на шума 80 dB;
- входно съпротивление 100 kOм;
- входно напрежение 200 mV.

Широко разпространените мощни транзистори поради ниското допустимо напрежение на прехода колектор – емитер или малките допустими загуби на мощност не са подходящи при конструирането на класически усилватели с по – голяма мощност от 80 W. Поради това описаният усилвател е реализиран по мостова схема. Изходната мощност на узилвателя е 150 W, но с незначителни изменения в схемата може да бъде увеличена до 200 W. На фиг. 1 е показана

блоковата схема на усилвателя. Входният сигнал се преобразува в два сигнала с противоположни фази и еднакви амплитуди. Тези сигнали се усилват от два идентични усилвателя, към които са включени озвучителните тела.
Входното стъпало, реализирано с транзистора Т1 (фиг. 2), ограничава амплитудата на входния сигнал в случай на прегряване на радиаторите на мощните транзистори. Чрез транзистора Т2 се управлява фазовият преобразувател, състоящ се от транзисторите Т3 и Т4. Тъй като напреженията на изходите А и В трябва да са с еднаква амплитуда, необходимо е да се осигури много добра симетрия. Резисторите R11 и R12 трябва да са с едно и също съпротивление (с точност от 0,1 до 0,2%). Входните резистори на усилвателите, управлявани от изходите А и В, също трябва да са с едно и също съпротивление, а транзисторите Т3 и Т4 се подбират опитно. Сумата от емитерните токове на тези транзистори трябва да бъде постоянна и изходното съпротивление на стъпалото, управляващо усилвателя, да е достатъчно малко.
С цел ограничаване на коефициента на усилване на преобразувателя и подобряване на други негови параметри е въведена отрицателна обратна връзка чрез резисторите R13 и R14, включени в емитерните вериги на транзисторите Т3 и Т4. Тези резистори трябва да имат еднакво съпротивление и точност от 0,1 до 0,2%.
Едната половина от схемата на усилвателя на мощност е представена на фиг. 3. Входното стъпало е класически диференциален усилвател с транзистори Т6 и Т7 и токов източник Т10, чиито товар са транзисторите Т8 и Т9. Резисторите R24 u R25 реализират обратната връзка и не трябва да се различават с повече от 0,1 до 0,2%. За да се осигури еднакво входно съпротивление на двете части на усилвателя, е необходимо резисторът R20 да бъде с точност 1% или по – добра.
Сигнал от колектора на транзистора Т6 управлява транзистора Т11, чиито товар е транзисторът Т12, участващ в източника на ток.
Чрез сигнал от колектора на транзистора Т11 се управляват двойките транзистори NPN и PNP, състоящи се съответно от транзисторите Т17, Т19 и Т18, Т20. Те управляват изходните мощни транзистори. Във всяка от двете части на схемата се използват транзистори от типа 2N3055, свързани паралелно (Т21-Т23 и Т24-Т26).
Тъй като амплитудата на изходния ток е около 8,5 А, в изходното стъпало са използвани шест мощни транзистора (по три транзистора, включени паралелно). Резисторите R41 – R46 са включени към емитерите им и изравняват тока, протичащ през тях. Тъй като усилвателят работи при захранващо напрежение, близко до максимално допустимото напрежение между колектор и емитер, използването на шест транзистора намалява тяхната температура и увеличава надеждността им.
От принципа на действие на мостовите усилватели е известно, че за да се достигне мощност 150 W при товарно съпротивление 4 Om, е необходимо във всяка негова част изходното напрежение да е 17,5 V. Toва може да се получи, ако усилвателят се захранва с напрежение +/-24 V. В този случай входните стъпала трябва да се захранват с напрежение +28 V и -24 V.
В усилвателя са използвани закъснителна схема за включване на товар и схема за автоматично изключване на захранването (фиг. 4). Те действат по следния начин: След включване на захранването чрез прекъсвача S1A релето Р2 включва секция А на същия и релето Р3 включва захранването към усилвателя. Помощната схема, състояща се от транзисторите Т27 и Т28 и релето Р1, след време t1 pribl. = 5 s (определено от R50, C15) включва товара към изхода на усилвателя (вж. фиг. 1). След изключване на прекъсвача S1, базата на транзистора Т27 се включва към неговия емитер (контакт S1B) и релето Р1 изключва товара на изхода на усилвателя. Главното захранване обаче продължава да работи, тъй като трансформаторът се захранва от мрежата чрез релето P2, koeто ще изключи захранването едва след време t2 прибл. = 5 s, определящо се от капацитета на кондензатора С16 и съпротивлението на намотките на релетата Р2 и Р3.
Тази последователност от действия предпазва усилвателя и озвучителните тела от евентуално самовъзбуждане при непредвидено увеличаване на захранващото напрежение, а също така и от неприятно пращене в озвучителните тела.
Действието на втората помощна схема, състояща се от транзисторите Т30 – Т33, които работят съвместно с релето Р3 е следното. Транзисторът Т3, измерващ напрежението върху резистора R53, управлява тригер на Шмит (Т31, Т32). Ако температурата на радиаторите, върху които е монтиран термисторът R52, e по – ниска от допустимата, напрежението на резистора R53 e по – ниско от праговото и транзисторът Т33 включва релето Р3. То от своя страна включва захранващото напрежение към усилвателя. Ако температурата на радиаторите се повишава прекомерно, захранващото напрежение се изключва. Едновременно контактът Р3а дава накъсо базата на транзистора Т27, при което релето Р1 изключва товара на изхода. Температурата, при която се изключва усилвателят, се установява чрез потенциометъра R53.
Ако изгори един от предпазителите (Пр2 или Пр3). Може да се наруши работата на усилвателите, така и на озвучителните тела, затова на изхода на усилвателя е използван предпазител Пр5. Освен това автоматично чрез специална схема се включва транзисторът Т34. Ако изгори само предпазителят Пр2 или само Пр3, транзисторът Т34 се запушва, при което се включва релето Р3 и се изключва захранващото напрежение. Едновременното изгаряне и на двата предпазителя Пр2 и Пр3 (което е малко вероятно) задейства релето Р3 по същия начин.

Входното стъпало се монтира върху печатна платка, показана на фиг. 5. Усилвателят на мощност от фиг. 3 трябва да се монтира на две отделни печатни платки (вж. фиг. 6). Останалите части на усилвателя трябва да се монтират самостоятелно. В усилвателя са използвани релета с работно напрежение 12 V и съпротивление на намотката около 240 Om, производство на ГДР.
Транзисторите Т21 – Т26 трябва да имат малко отличаващи се коефициенти на усилване по ток. Монтират се върху четири радиатора (на единия радиатор транзисторите Т21 – Т23, на втория – Т24 – Т26, а на останалите два – мощните транзистори от другото рамо на моста). Дължината на радиаторите е около 130 mm. Транзисторите се монтират върху тях с помощта на силиконова, топлопроводяща паста без изолационна подложка. Може да се използва медна или алуминиева ламарина с повърхност около50 кв sm.
Tранзисторите T3-T4, T6-T7, T8-T9, T17-T18, T19-T20 трябва да се избират по двойки.
Първо се настройват захранващият блок. Неговото напрежение при ток 0,5 А трябва да бъде около +/-32 – 33 V.
Захранващото напрежение на входното стъпало трябва да бъде по – високо с 4 V. След това се проверява при ток 6 А захранващото напрежение да не е по – малко от +/-24 V. Това измерване може да се извърши отделно за положително и отрицателно напрежение чрез натоварване с резистор 4 Om/0,15 W за време 1 – 2 s.
Следващия етап е включването към усилвателя на предохранителните схеми и проверка на тяхнорто действие. Схемата с транзисторите Т27 и Т28 трябва да включва релетата Р1 и Р2, както бе описано.
Схемата с транзисторите Т30 – Т33 се проверява по следния начин: Променливият резистор R53 се поставя на максимална стойност. Вместо термистора R52 се включва потенциометър около 2,5 кОm и чрез него се регулира напрежението на базата на транзистора Т30 (при напрежение около 6 V релето Р3 трябва да изключи). Подобен ефект настъпва при изключване на предпазителите Пр2 или Пр3. След това се включва термисторът R52 според фиг. 4, а потенциометърът R53 се поставя на нула. Включва се захранването към входното стъпало и се проверяват напреженията, показани на схемата. Накрая трябва да се настрои усилвателят на мощност (всяко рамо поотделно). Потенциометрите R29 и R32 се поставят в горно положение. Включва се захранването и с тяхна помощ се установява ток на консумация 200 – 250 mA. Спадът на напреженията върху резисторите R27 и R30 трябва да е еднакъв.
При възбуждане на усилвателя е необходимо да се увеличи капацитетът на кондензатора С6 или между базите на транзисторите Т17 и Т18 и изхода на усилвателя да се включат кондензатори с капацитет от 300 до 1000 pF. Необходимо е всеки усилвател да се изпробва поотделно, като на входа му се подава напрежение от генератор до получаване на изходно напрежение 12 V при натоварване 4 Om. Изходният сигнал трябва да се наблюдава на осцилоскоп и да се следи да не настъпи възбуждане. Това се получи на изпробвания модел преди поставянето на кондензаторите С13 и С14 – честотата на осцилацията беше много голяма (от порядъка на мегахерци). По същия начин се изпробва и вторият усилвател, а след това се включва всичко заедно според фиг. 1 и се извършват последни проби.
Ако усилвателят работи добре, остава да се регулират предохранителните схеми. Потенциометърът R5 се поставя на нула (фиг. 2). След това усилвателят се включва на пълна мощност, а след 5 min с помощта на потенциометъра R53 се изключва релето Р3. След измерване съпротивлението на потенциометъра R53 се установява около 30% по – ниска стойност от измерената. Накрая потенциометърът R5 трябва да се постави в такова положение, че мощността на усилвателя да се намалява преди включването на предохранителната схема с релето Pз.
Настройката на предохранителния блок трябва да се извършва чрез измерване температурата на мощните транзистори (или на радиаторите), но на практика това е много трудно. Описаният метод е достатъчен за добра настройка, ако са използвани радиатори, както в изпробвания модел.
Резисторите R11 – R14 и R20, R24, R25 са с точност 0,2% и 0,5%. Точната стойност на тези резистори е важна и разликата между техните стойности трябва да бъде минимална. Съпротивленията на използваните резистори трябва да отговарят или да са близки до дадените на схемата. При неспазване на тези условия се нарушава равновесието на мостовата схема, което води до нелинейни изкривявания.
Без някои изменения в схемата може да се получи и усилвател с по – голяма мощност (200 W). За това е нужно да се увеличи както мощността на захранващия трансформатор до 300 – 350 VA, така и напрежението на главното захранване, което при ток 7А не трябва да бъде по – ниско от +/-26 V.
Вместо транзисторите Т17, Т19 и Т18, Т20 могат да се използват транзистори от типа BDP285 и BDP286 (полско производство) със съветски радиатори.
Напрежението на диодите BAP811 (BAP815) спада от 1,3 до 1,5 V. Вместо посочените диоди могат да се използват и други с близки характеристики.
Съществува възможност описаният усилвател да се използва (без входната част от фиг. 2), като стереоусилвател, към който могат да се включват озвучителни тела със супротивление 1 – 4 Om.
Oписаният усилвател работи безотказно повече от две години.
Използваният транзсформатор е с мощност 150 VA, сечение 16 кв sm, прозорец 20 кв sm, намотки: W1 = 520 нав. с фи 0,8 mm; W2 = 30 нав. с фи 0,4 mm; W3 = W4 = 56 нав. с фи 2,0 mm; W5 = 14 нав. с фи 0,2 mm.
Релетата Р1, Р2 и Р3 са тип 113S12, производство на ГДР, с работно напрежение 12 V, съпротивление на намотките около 240 Om, три двойки контакти с натоварване по 10 А (или подобни).
Предпазителите са: Пр1 – за 15 А, Пр2, Пр3 и Пр5 – за 6,3 А, а Пр4 – за 63 mA.
Термисторите R4 и R52 са със съпротивление 39 кOm или други миниатюрни термистори.

Таблица за децибели Д.Р
Радио телевизия електроника 1976/6/стр. 31

Петлентов графичен еквалайзер По материали на сп. „Еlektor” (Aнглия), XV-VIII, 1988 г.
Радио телевизия електроника 1989/2/стр. 33

Тази реализация на графичн еквалайзер (фиг. 1) е малко необичайна, защото използва индуктивна обратна връзка (ОВ). Теоретично ОВ на ОУ А1 трябва да осигурява дълбочина на корекция +/-15 dB във всяка честотна лента, но на практика поради загубите в бобините се постигат +/-13 dB. Равномерна честотна характеристика се получава, когато всичките 5 потенциометъра RP1 – RP5 са в средно положение (0 dB).
Oперационният усилвател TL072 е един компромис между цена и качествени показатели по отношение на шум и нелинейни изкривявания. При входно напрежение 1 V, честота 1 кHz и усилване 0 dB, устройството има клирфактор 0,04% и 0,13% при 5 и 10 кHz. Изкривяванията са най – големи, когато измерваната честота се намира в лента при пълно потискане, а всички останали са на максимално повдигане. При тези условия изкривяванията са около 1,5%, което е приемливо, като се има предвид простотата на схемата. отношението сигнал/шум е над 90 dB за входен сигнал 1 V.

Честотните криви (фиг. 2) са получени при следните положения на регулаторите:
- крива 1 – всички регулатори поставени на максимум;
- крива 2 – четири регулатора са в средно положение, а само един в максимално;
- крива 3 – четири регулатора в средно положение, а само един в минимално;
- крива 4 – всички регулаторипоставени на минимум.
Сумарно загубно съпротивление на селективния двуполюсник във всяка лента трябва да бъде 680 Om, което се постига чрез резисторите R3 – R12. Означените със звездичка стойности са ориентировъчни и се подбират опитно.
Препоръчително е да се използват екранирани бобини с феритна сърцевина за избягване на магнитната връзка и намаляване на прослушването между каналите до -60 dB на честота 10 кHz.
Бележки на редакцията:
1. С публикуването на този материал отговаряме на писмата на наши читатели.
2. Намалената дълбочина на корекцията от +/-15 на +/-13 dB се дължи на взаимното влияние между отделните честотни ленти, характерно за графичните еквалайзери от диференциален тип, а не загубите в бобините на последователните трептяши кръгове.
3. Вместо посочената интегрална схема може да се използва B082D (производство на ГДР (1989 г), но в този случай ще се увеличи малко шумът.

Петканален тонкоректор Млад Конструктор 1991/6/стр. 8,9

Показаната на фиг. 1 схема представлява много ефикасен тонкоректор, който се включва между източника на сигнала (грамофон, магнетофон) и усилвателя на мощност. Тонкоректорът е петканален със средни честоти за всеки канал – 40 Hz, 200 Hz, 3000 Hz, 7000 Hz и 15 000 Hz. За всеки подобхват корекцията става с отделен потенциометър. В стереоизпълнение се използват сдвоени потенциометри, при което сигналите в двата канала ще бъдат едновременно коригирани.
Добре е потенциометрите да се използват от типа „плъзгач”, но нищо не пречи да се използват и обикновени.
Входният сигнал след усилване от първите два транзистора Т1 и Т2 се подава на краищата на потенциометрите P1 … P5. С транзисторите Т3 ... Т7 са изградени 5 честотнозависими филтърни стъпала за всеки един от посочените честотни диапазона. В средно положение на плъзгачите на потенциометрите, изходният сигнал е равен на входния без корекция на честотата.
Транзисторите Т8 и Т9 компенсират загубите на сигнала по отношение на амплитудата и оформят изходното съпротивление на стъпалото. В крайно положение на плъзгачите на потенциометрите, нивото на сигнала със съответната честота се повдига или намалява с +/-10 dB. По този начин могат да бъдат подчертани определени музикални инструменти, заглушени от звучността на други, или пък звуците, записани върху плочи или магнитофоинни ленти могат да бъдат коригирани така, че да се получи най – пълна и вярна музикална картина.
Елементите от схемата на тонкоректора се монтират върху прчатна платка с вида, показан на фиг. 2. Захранващата схема е показана на фиг. 3.

Още за многолентовите честотни еквалайзери               инж. Димитър Костов, инж. Йона Иманоел  Радио телевизия електроника 2000/4/стр.13,14,19

10 канален тонкоректор    инж. Валя Николова  Радио телевизия електроника  1989/10/стр.8,9

Използване на многоканални честотни коректори         инж. Тодор Филипов     Млад конструктор 1986/7/стр. 6-8

Екуалайзер  Ю.С.          По материали на сп. "Радио"   Млад Конструктор 1994/2-3/стр. 6,7

Пет канален тонкоректор  Млад Конструктор 1992/1/стр.7

Триканален тонкоректор         Александър Савов
Млад Конструктор 1985/3/стр. 9, 10

Качествата на възпроизвеждащите устройства все повече се подобряват, но все пак необходимостта от тонкоректори още не е отпаднала. Ето защо на страниците на списанието постоянно се предлагат схеми на различни тонкоректори.

Тук предлагаме схемата на триканален тонкоректор. На фиг. 1 е показана честотната му характеристика. Кривата 1 се получава, когато всички „регулатори” са в средно положение. По отношение на определено входно напрежение, изходното напрежение в целия честотен обхват от 30 Hz до 30 kHz не се променя (0 dB). Кривата 2 може да се получи, ако потенциометрите за „ниските” и „високите” са завъртени докрай. Кривата 3 се получава, когато същите потенциометри са в „другия край”. Такава възможност за регулиране на звученото притежава всеки усилвател. Тук към обичайните два потенциометъра е прибавен и трети – за средните честоти – за средните честоти. Влиянието на този потенциометър може да се види от кривите 4 и 5: крива 4 - при докрай завъртян потенциометър, и крива 5 – обратно.
Този трети средночестотен коректор е особено подходящ за микрофонни сигнали, тъй като говорът лежи в този честотен обхват. Все пак звученето е въпрос и на вкус. За някои басите са много, за други – има много „високи” или „средни”. И тук триканалният тонкоректор дава много възможности за вариране.
ТОНРЕГУЛИРАНЕ. Предложеният тонкоректор е „активен”, тъй като честотноопределящите елементи са включени в обратната връзка на операционен усилвател. Така коефициентът на нелинейните изкривявания остава съвсем малък, а толерансите в стойностите на елементите не играят вече толкова голяма роля. Този начин на активно тонрегулиране е открил Баксандал през 1952 г.

Входният сигнал на схемата от фиг. 2 достига според честотата по три различни пътища до изхода: през R5 – ниските, през R6 – средните и през R7 – високите. Ако се проследи пътят на входния сигнал през R5, тогава се получава следното: за ниските честоти съпротивлението на кондензаторите е толкова голямо, че те могат да се разглеждат като непреодолимо препятствие за входния сигнал. В този случай в обратната връзка на ОУ2 се включват само R9 и част от R5. Ако плъзгачът на R5 се завърти наляво, тогава усилването е по – голямо, понеже съпротивлението на обратната връзка е по – голямо. Обратното става когато плъзгачът се завърти надясно. По същия начин схемата действа и за сигналите с висока честота.. За високите честоти кондензаторите представляват на практика късо съединение, така, че в обратната връзка на ОУ2 участва само R11 и частта от R7. Пътят на сигналите със средни честоти минава през R6. Тук има един кондензатор върху R6 (подобно на R5), и на мястото на R8 (както при R5) към плъзгача е включен един кондензатор (както при R7). От това може да се направи следното заключение. Нискочестотният канал фактически представлява НЧ филтър, високочестотният канал – ВЧ филтър, а средночестотният канал – лентов филтър.
Ще се ограничим само с описанието на останалите елементи от схемата. ОУ1 изгражда буфер между входния сигнал и филтрите с ОУ2. C1/R1 образува ВЧ филтър с гранична честота около 1,5 Hz. RC – веригата R12/C6 във входа на ОУ2 се грижи за това, при сигнали с висока честота операционният усилвател да не „заживее собствен живот”. В същия вход се събират и сигналите от различните канали. В изхода на втория ОУ е включен още един ВЧ филтър, който пропуска сигнали с честоти над около 4 Hz.
MOНТАЖ. Всички елементи се монтират върху печатна платка. И докато монтирането на елементите не представлява проблем, то при свързването на потенциометрите и входните и изходни клеми трябва по – голямо внимание. Най – добре е потенциометрите да се монтират направо върху платката, или поне с възможно най – къси проводници. И когато това е възможно, трябва да се използват ширмовани проводници. Ширмовката на всички кабели се свързва в една точка от схемата.
Ще напомним, че сигналът в изхода на тонкоректора не е достатъчен, за да „раздвижи” високоговорителите. Ето защо той се включва непосредствено след входния предусилвател и пред крайното стъпало.


Висококачествен тонкоректор     инж. Александър Петков
Млад Конструктор 1985/3/стр. 7,8

Честотна лента 20 Hz – 30 000 Hz
Отношение сигнал/шум > 75 dB
Koeфициент на нелинейни изкривявания < 0,05%
Корекции 40 Hz +/-18 dB
15 kHz +/- 18 dB

Тонкоректорът е изпълнен по схемата на Бакасандал (фиг. 1). Входното стъпало е реализирано с галванично свързани NPN – PNP – транзистори (Т1, Т2), обхванати от дълбока отрицателна обратна връзка (ООВ) по ток. По този начин се осигурява много малък коефициент на нелинейни изкривявания, висок входен и нисък изходен импеданс. Когато плъзгачите на потенциометрите Р1 и Р2 са в средно положение (т. В), амплитудно – честотната характеристика на тонкоректора е линейна. При преместване на плъзгача вляво (т.А) ООВ между базата на Т3 и колектора на Т2 отслабва и повдигането ма ниските и високите честоти е максимално. При преместване на плъзгачите в дясно крайно положение (т. С) ООВ намалява и подтискането на ниските и високите честоти е максимално. Изходното стъпало е също реализирано с двойка галванично свързани NPN-PNP-транзистори, обхванати от дълбока ООВ по ток.

Елементите на схемата се монтират на печатна платка с графичен оригинал, показан на фиг. 2а. Начинът на разположението им и свързването на тонкоректора е означено на фиг. 2б.
За настройка на схемата са необходими нискочестотен генератор, осцилоскоп и волтметър с dB – скала. Операцията се извършва в следния ред. Схемата се свързва към захранването и се проверява консумацията, която трябва да бъде около 10 mA. На входа на тонкоректора се подава сигнал с честота 1 kHz и амплитуда 200 mV. Първият канал на осцилоскопа се свързва към входа на тонкоректора, а вторият – към предварително натоварения със съпротивление от 100 кОm изход. Формата на изходния сигнал трябва да не бъде изкривена и да не се различава от тази на входа.

След това се изследва амплитудно-честотната характеристика в диапазона от 20 Hz до 20 kHz при максимален подем на високите и ниски честоти (крива 1) и при максимално затихване (крива 2) на фиг. 3. За целта се подават фиксирани честоти на входа на тонкоректора, а на изхода, с помощта на волтмер с dB – скала, се отчита изменението на изходното ниво. В процеса на измерване амплитудата на входния сигнал трябва да се поддържа постоянна.

Ако не разполагате с волтметър с dB-скала, може да постъпите по следния начин. Прекопирвате на паус, номограмата, показана на фиг. 4, изрязвате я по външните контурни линии и я залепвате с безцветна лепенка на екрана на осцилоскопа. Тъй като ни интересува само амплитудата на сигнала, за удобство изключете развивката на осцилоскопа, а ако може – намалете я до минимум. На входа на тонкоректора се подава сигнал с честота

1 кHz и амплитуда 200 mV. Единият канал на осцилоскопа се свързва с изхода на тонкоректора. С плавния атенюатор на осцилоскопа се регулира амплитудата на сигнала, докато съвпадне с отсечката АВ на скала 1 от номограмата. Към входа на тонкоректора се свързват вторият канал на осцилоскопа за контролиране на входния сигнал. Започва се от честота 20 Hz. Светещата черта на екрана се премества, докато долният и край съвпадне с точка А в началото на скала 1 от номограмата. Горният край съответства на нивото в dB спрямо входното ниво при 1 kHz. След това отново променяме честотата на сигнала до 30 kHz, като изследваме поне 10 точки.
За определяне на затихването се използва скала 1 на номограмата на фиг. 4. Потенциометрите на тонкоректора се поставят в положение, отговарящо на максимално затихване на ниските и високи честоти. При честота 1 kHz настройваме осцилоскопа така, че светещата черта да съвпадне с отсечката АС. Започва се отново с честота 20 Hz и се изследва диапазонът до 30 kHz.
Желателно е да се построят АЧХ и при други положения на потенциометрите за ниски и високи честоти. Резултатите се записват в таблица и използвайки логаритмичната скала от фиг. 4, построяваме амплитудночестотната характеристика на тонкоректора.


Тонкоректор     Млад Конструктор 1992/9-10/стр. 17

Както се знае, мостът на Вин често се използва в схемите на тонкоректори. Той е в основата и на схемата на тонкоректора от фиг. 1. С избор на различни стойности на кондензаторите се постигат и различни честотни диапазони. Примерни стойности са дадени в таблицата.

Входният импеданс на предусилвателя е 50 кOm (стойността на резистора R2). Изходният импеданс на операционния усилвател 741 е много малък, което позволява включването на

повече филтри. Чувствителността на входното стъпало се регулира чрез Р1. Входният кондензатор С1 трябва да не е полярен.
Изходното стъпало представлява сумиращо стъпало, изградено с операционния усилвател 741, чието усилване се регулира с Р2. Схемата се захранва със симетрично двуполярно напрежение +/- 15 V. Потенциометрите на всеки модул определят корекцията на честотната лента около средната честота.

Панорамен регулатор        Светослав Стефанов
Млад Конструктор 1992/9-10/стр. 5

Наред с различните видове филтри, коректори и регулатори, многофункционалните звукотехнически апаратури притежават и линеен предусилвател с регулатор на стереокартината. При въртенето на потенциометър постепенно се преминава плавно от нормално стерео към моновъзпроизвеждане и се стига до реверсивно стерео разменяне на каналите. Този ефект, наречен панорамен, се възприема слухово като преминаване през аудиокартината или като завъртане на звукоизточника.

Схемата на устройство за панорамен ефект е даден на фиг. 1. То се свързва между последния предусилвател и входа на мощния нискочестотен усилвател преди потенциометрите за усилване и баланс. Двата входни сигнала UвхL и UвхR от двата канала се подават на два еднотипни буферни предусилвателя. Те са изпълнени със стъпалата с транзисторите Т1 и Т2, свързани по схема общ колектор. Начален ток на транзисторите Т1 и Т2 се задава с резисторите R1 и R2, а кондензаторите С3 и С4 ограничават коефициента на предаване на стъпалата за сигнали с честоти, значително над звуковия диапазон.
Двата потенциометъра П1 и П2 са свързани насрещно паралелно и с тях се реализира панорамният ефект. Кондензаторите С5 и С6 спират постоянните съставящи в изходните сигнали UизхL и UизхR от устройството. Когато плъзгачите на потенциометрите П1 и П2 са в горно положение (според схемата0, на всеки изход се подава сигнал от изхода на съответния буферен предусилвател, т.е. входният сигнал без съществено изменение.
Постепенно с движение на плъзгачите стереофоническият ефект намалява, като в средно положение възпроизвеждането е моно. С едновременното измесване на плъзгачите към другия край, стереоефектът се получава отново, като в другото крайно положение на П1 и П2 се получава реверсивно стерео, т.е. звученето на каналите се разменя.

За панорамния регулатор е предвидена печантната платка, чиито графичен оригинал е показан на фиг. 2а. Елементите се разполагат върху обратната и страна според фиг. 2б, където е означено и свързването на узтройството. При монтирането трябва да се имат предвид някои особености. Входните и изходните сигнали се подават към устройството с ширмовани нискочестотни (тончестотни) проводници. Статичният коефициент на усилване по ток на транзисторите Т1 и

Т2 при схема общ емитер трябва да бъде поне 300. потенциометрите П1 и П2 трябва да бъдат линейни. Те се свързват към платката с трижилен ширмован проводник, като платката не се използва за проводник. Тя се свързва към масата на захранването само от страната на потенциометрите.
Захранването на схемата не е задължително да е стабилизирано, но трябва да буде добре филтрирано. Допълнително изглаждане на захранването е изпълнено с интегриращата група от резистора R5 и от кондензатора С7.
Устройството за панорамен ефект не се нуждае от настройване.


Физиорегулатор на усилването    инж Светослав Стефанов
Млад Конструктор 1992/9-10/стр. 3

Прецизните звукотехнически апаратури притежават регулатор на силата на звука, чиито коефициент на предаване зависи от честотата на сигнала. По този начин устройството компенсира нелинейната характеристика на възприемане на човешкото ухо. Най – силно се възприемат звуковете с честоти в границите от 1 до 1,5 кHz и затова по – ниските и по – високите честотни области трябва да се повдигат (усилват повече). Този ефект е толкова по – силно изразен, колкото силата на възприемане е по – слаба.

Обикновено в професионалните звукотехнически апаратури се използват физиологично компенсирани регулатори на усилването (физиорегулатори), реализирани с многозвенни RC-филтри, с които се синтезира търсената нелинейна амплитудно-честотна характеристика. По – елементарен вариант на устройство от този вид с транзисторен LC-филтър е показан на фиг. 1. Повдигането на ниските честоти се дължи на последователния трептящ кръг, образуван от първичната намотка W1 на трансформатора Тр и от кондензатора С2. Този трептящ кръг има резонансна честота около 40 Hz.
Повдигане на високите честоти се създава от трептящия кръг, изпълнен с двете вторични намотки W2 и W2’, с резистора R1 и с кондензатора С1. Ефектът се изразява най – съществено за сигнали с честотите над 5 кHz. С потенциометъра П1 се регулира силата на звука, а с потенциометъра П2 се коригира качественият фактор на трептящия кръг, образуван от намотката W1 и от кондензатора С2, като по този начин се влияе на ефекта на регулатора.

На фиг. 2 е показана входно – изходната логаритмична амплитудно – честотна характеристика. В горно (според схемата на фиг. 1) положение на потенциометъра П1 сигналът на изхода се взема директно от входа, при което регулаторът не действа. Този случай отговаря на най – горната графика на фамилията криви на фиг. 2. Колкото плъзгачът на потенциометъра П1 се придвижва към маса, толкова логаритмичната амплитудно – честотна характеристика придобива формата на „чайка”. При увеличаване на съпротивлението на потенциометъра П2, характеристиката започва да се модифицира със спадане в областта на ниските честоти. По този начин регулаторът може да се използва като инфрасоникфилтър (филтър, който не пропуска сигнали с честоти под прага на чуване на човек – 16 Hz, за да предпазва мощния нискочестотен усилвател от частични самовъзбуждания и различни нежелани нелинейни ефекти) и дори румпел – филтри (филтър, който премахва шумовите съставки, получени от механичната конструкция на грамофон). Характеристиката в този режим е показана на фиг. 2 с прекъсната линия.

За физиологично компенсирания регулатор на усилването е предвидена печатната платка на фиг. 3. Графичният оригинал е даден на фиг. 3а, а страна елементи на платката и свързването на устройството – на фиг. 3б. За трансформатора Тр е използван миниатюрен драйверен трансформатор от транзисторен радиоприемник „Ехо”, „Юность”, „Электроника” и др. Вторичната намотка на трансформатора Тр съвпада с вторичната намотка на трансформатора от радиоприемника. Тъй като тя е с три извода, на платката са предвидени пет отвора за закрепване на на крачетата на трансформатора. За физиологичния регулатор се използват и двете вторични намотки на трансформатора. Кондензаторът С2 задължително трябва да бъде биполярен (неелектролитен). Задължително е потенциометърът П2 да бъде линеен, а П1 – логаритмичен. При запояване на трансформатора трябва да се работи внимателно, за да не се прегреят изводите и да не се разтопи пластмасовата макаричка.
За подаване на входните сигнали от предусилвателите и за свързване на изходните сигнали към мощния нискочестотен усилвател трябва да се използват ширмовани нискочестотни (тончестотни) проводници.

Двуканален тонкоректор   Александър Петков                   Млад Конструктор 1993/8/стр. 10,11

Прост трилентов честотен коректор       Радио телевизия електроника 1989/1/стр. 32

Пасивни тонкоректори           инж. Иван Димитров      Млад Конструктор 1980/6/стр.7-9

Многоканален тонкоректор      инж. Пламен Пейков      Радио телевизия електроника 1985/10/стр.24,25

Десетканален тонкоректор       инж. Валентин Аройо         Радио телевизия електроника 1986/12/стр.25-27

Тонкоректор  инж. Боян Боянов  Млад конструктор 1977/7/стр.3-5

Еквалайзер  ЕМС  1231  н.с.инж. Борислав Орозов Радио телевизия електроника 1987/6/стр.19-23

НЧ Коригиращ филтър  Ясен Прахов  Радио Телевизия електроника 1987/6/стр.23-25

Тонкомпенсиран регулатор на усилването  инж Красимир Варийски  Млад Конструктор 1980/9/стр.14

Предусилвател с тонкоректор и регулатори на усилването и баланса   Техническа консултация   Радио телевизия електроника 1988/6/стр. 38

Регулируеми тонкоректори I част  инж. Живко Желязков, инж. Йордан Ганев  Радио телевизия електроника  Радио телевизия електроника 1984/11/стр. 11-13

Регулируеми тонкоректори II част  инж. Живко Желязков, инж. Йордан Ганев   Радио телевизия електроника 1984/12/стр.18-20

8 - канален тонкоректор        д.т.н. инж. Йордан Боянов  Млад конструктор 1983/7/стр. 10,11

Шумопотискаща система DOLBY B Млад Конструктор 1993/1/4,5

Динамичен ограничител на шумовете в паузите - DNL  инж. Красимир Варийски Млад Конструктор 1981/6/стр. 7,8

Hi-Fi Експандер      Млад конструктор 1993/8/стр.12,13

Теснолентов усилвател с паралелен Т - филтър  И.Д. Млад Конструктор 1993/5/стр.4

Долби компандер  инж. Н. Борисов Радио телевизия електроника 1980/4/стр.17,18

Подтискане на шума в Hi-Fi - техниката                          инж. Николай Коняров  Млад Конструктор 1984/9/стр.7-10

Материалите подготви за сайта:

Иван Парашкевов

e-mail: ivanparst@dir.bg

         главна страница       напред           горе