Оцобености при проектирането на импулсни стабилизатори на напрежение с интегралната схема B260D. Схеми на импулсни стабилизатори на напрежение. Други подобни схеми.

назад

Импулсен стабилизатор на напрежение за 5V/6A Георги Ангелов Радио телевизия електроника 1991/5-6/стр. 20,21

В института по съобщителна промишленост е разработен блок, предназначен за захранване на електронна високоговорителна вътрешна телефонна система тип ЕВВТС-48 чрез мрежов трансформатор. За системата са необходими различни напрежения с няколко вида консумации. За осигуряване на необходимото напрежение 5V +/-5% и ток 6 А бе използван импулсен стабилизатор, реализиран с интегралната схема B260D.
Oсобеност на схемата е начинът на свързване на транзисторите за предусилвателя и за крайния усилвател. Реализацията е като съставен транзистор (Дарлингтон), като отделните транзистори са монтирани на общ радиатор с профил N2 и широчина L = 5,5 cm. По този начин схемата се упростява и се решава проблемът със захранването на интегралната схема B260D през променливия резистор R15. Данни за тази интегрална схема са публикувани в бр. 6/1983 г. на списанието.
Друга особеност на схемата е изпълнението на феритния трансформатор с феритни чашкообразни сърцевини с размери 36 х 22 mm с константа Al = 8000. По този начин се осигурява екраниране и и намляване на смущенията.
Крайният преобразувател на импулсния стабилизатор на напрежение, както се вижда от схемата, е еднотактов тип Forward. Tова позволява по – добро използване на феритната сърцевина и получаване на необходимата изходна мощност 30 W.

Шотки-диодът ДШ 16-04 е монтиран на радиатор с повърхнина 60 кв. cm. Той се използва при ниски напрежения и големи токове до 12 А.
Вместо KUY12 може да се използва и KU607.
Входното изправено напрежение се изменя от 26 до 33 V, при което коефициентът на полезно действие (КПД) се изменя от 70 до 56%, а изходното напрежение се изменя с по – малко от 0,2 V.
Пулсациите на изходното напрежение са по – малки от 100 mV.
При изменение на товарния ток до 3 А, изходното напрежение се изменя с по – малко от 0,2 V.
При късо съединение на изхода, стабилизторът се самоизключва. За ново включване е необходимо да се изключи захранването и след 10 s да се включи. Това време е необходимо за разреждане на пусковия кондензатор С3.
При по – малък товарен ток се намалява долното напрежение при същите изменения на КПД, например за 3 А е 22 V.
Със съпротивлението на резистора R21 се регулира изходното напрежение в границите от 4,75 до 5,25 V.
ЛИТЕРАТУРА
1. Сп. „Radio, Fernsehen, Elektronik”. бр. 2/1982 г.
2. Switched mode power supplies.

Бордови електронни устройства Влaдимир Филипов
Радио телевизия електроника 1989/9/стр.24, 25

Новите тенденции в развитието на транспортната техника са свързани с широко навлизане на електрониката и микропроцесорната техника в транспортните средства, строителната техника, селскостопанските машини и др.
Особено място сред транспортните електронни устройства заемат бордовите информационни и управляващи микропроцесорни системи, първите от които са предназначени за извеждане на информация за състоянието и режимите на работа на отделните възли и работни органи на транспортното средство или машината, а вторите, които безспорно имат голямо бъдеще, осъществяват самостоятелно управление на работата на някои от възлите или агрегатите, при това по алгоритъм, осигуряващ оптимално изпълнение на всяка една от функциите с най – малък разход на гориво и с най – висока производителност и гарантиращ защита на всички възли от претоварване или излизане от строя. Тези системи засега намират все по – голямо приложение във всички транспортни средства и машини.
Системите се изграждат на базата на микропроцесорна конфигурация, притежаваща собствена управляваща програма, която получава информация за състоянието на отделните възли чрез датчици (за налягане, температура, дебит, обороти и др.) и управлява работата на отделните възли чрез изпълнителни устройства. Един от възлите е токозахранването, което трябва да осигури захранване с необходимото качество за цифровата и аналоговата част на бордовата система от бордовата мрежа на транспортната машина, номиналното напрежение на която обикновено е +24 V или +12 V, но допустимите граници на изменение на това напрежение са широки например от 18 до 30 V за мрежа 24 V. Oсвен това при работата на машините са възможни кратковременни импулсни изменения на бордовото токозахранване с амплитуди +150 V в положителна и до -60 V в отрицателна посока. Токозахранването на бордовата система трябва да бъде проектирано, като се имат предвид

посочените условия. На фиг. 1 е показана принципната схема на токозахранващ блок, предназначен за осигуряване на електрозахранване на цифровата и аналоговата част на бордовата информационна микропроцесорна система. Техническите данни на блока са:
- входно напрежение 18 до 30 V;
- изходни напрежения:
+ 5 V 2%/2A с пулсации под 20 mVeff;
+15 V 5%/0,2 A с пулсации под 10 mVeff;
-15 V 5%/0,2 A с пулсации под 10 mVeff;
- KПД (при входно напрежение Ui = 24 V) >75%;
- защита от късо съединение и от превишаване на изходното напрежение 5 V/2 A.
При разработката е сведена до минимум употребата на вносни елементи и материали и е постигната висока технологичност при изработката на намотъчните възли (трансформатори и дросели).
Блоковата схема е показана на фиг. 2.

Токоизправителят регулира изходното напрежение, като се използва ключов режим на работа на регулиращия транзистор, при което се постига голям КПД и се намалява разсейваната мощност върху елементите и габаритите. При това се налага използването на LC филтър за отделяне на постоянната съставка на Uo, за който е известно, че има габарити, обратно пропорционални на работната честота. Затова работната честота е избрана достатъчно висока 30 кHz. При такава силова схема на стабилизатор, изходното напрежение се определя по следната формула:

Uo = Ui*tоп/Т, V
където: Uo е изходно напрежение, V;
top – време на отпушеното състояние на VT1, mks;
T- период на работата честота, mks.

Oт формулата се вижда, че изходното напрежение може да се регулира както чрез промяна на периода, так и чрезизменение на времето на отпушеното състояние на регулиращия транзистор при постоянна честота. Вторият начин, наричан още широчинноимпулсно регулиране се използва при предлагания токоизправител. За реализирането на системата за управление е използвана специализираната интегрална схема за импулсни токозахранващи устройства 1РП1060, производство на комбинат „Микроелектроника” – Ботевград, която е аналог на TDA1060 на Philips, а се произвежда и в ГДР (1989г.) под наименованието В260. Работата на тази схема е описана в бр. 1 и 7 от 1985 г. на списанието.
Показаният на фиг. 1 токоизправител работи по следния начин: входното напрежение от бордовата мрежа се подава през филтъра L1, C1, който заедно с VD3 служи за потискане на положителните и отрицателните смущаващи импулси от бордовата мрежа. Импулсният регулатор на напрежение DA1 се захранва от стабилизатор на напрежение, реализиран чрез VT4, който осигурява напрежение около 11,5 V на извод 1. Изходните импулси от извод 14 се усилват по ток от VT3 и VT2 и се подават на базата на ключовия транзистор VT1, koлекторният ток на който протича през трансформатора T1, в случая използван като дросел. Диодът VD4 служи както за защита на VT1 от отрицателни импулси, така и за затваряне на веригата за протичане на тока от самоиндукцията на T1 при запушването на VT1. Tokовите импулси зареждат С14 и C13, от които през R21 и допълнителния филтър L2, C17, C16 се подава към изхода стабилизирано напрежение, величината на което посредством R17 се регулира на 5 V+/- 2%. За получаване на напрежение +/-15 V се използват допълнителните намотки W2 и W3 на T1, напреженията от които се изправят от диодите VD5, VD6, VD7, VD8 и се стабилизират чрез интегралните стабилизатори с непрекъснато действие DA2 и DA3 съответно за +15 V и -15 V.
Защитата от късо съединение е реализирана чрез транзистора VT4, koйто при увеличаване на тока на консумация се отпушва от напрежението върху резистора R21 и през R19 подава положителен импулс към извод 11 на DA1, което довежда до забрана на изходните импулси. Величината на тока, при която започва отпушването на VT4, приблизително е равна на 3 А.
Защитата от превишаване на зададеното изходно напрежение е реализирана чрез тиристора VS1 и ценеровия диод VD9. Ако по някакви причини изходното напрежение превиши 6 V, през VD9 протича ток и VS1 се отпушва, като дава на късо входното напрежение, при което изгаря предпазителят FU1. Tова гарантира надеждна защита против попадане под повишено напрежение на захранваната микропроцесорна система.
Основните мерки против създаване на смущения при работата на токозахранващия блок са:
- шунтиране на ключовите елементи с RC – групи и на всички електролитни кондензатори с безиндуктивни кондензатори от типа КрМП;
- яне на проводника за маса на силова маса с повишено сечение и сигнална маса, която се снема от изходната клема на силовата маса (показано на фиг. 1);
- минимална дължина на съединителните проводници.
Данните за намотъчните възли са:
L1 – сърцевина СФЧ 26 х 16 пф N097.076.288, навиване с проводник ПЕТ1F с диаметър 0,53 mm до запълване на макарата;
Т1 – сърцевина СФЧ 36 х 22 пф N097.076.199;
W1 – 30 нав. ПЕТ1F с диаметър 0,23 mm;
W2, W3 – по 26 нав. ПЕТ1F с диаметър 0,23 mm;
L2 – сърцевина СФЧ 26 х 16 пф N097,076.288, навиване с проводник ПЕТ1F с диаметър 0,74 mm до запълване на макарата.
За гарантиране на надеждна работа при широк температурен обхват е необходимо да се осигури охлаждане на елементите, които разсейват по – голяма мощност чрез неголеми радиатори: за VT1 – 100 kв. сm, за DA2, DA3 и DA4 – по 80 кв cm. Достатъчно е монтиранетона посочените елементи върху металния корпус на устройството, но в такъв случай те трябва да бъдат изолирани от него.
ЛИТЕРАТУРА
1. MBLE – Components and know-hoow for switched mode power supply.
2. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры. Москва. „Радио и связь”, 1985 г., Спревочник.
3. Завод за феромагнити – Петрич. Каталог за сърцевини чашковидни.

Импулсен преобразувател на мрежово напрежение с управляващо устройство
Горян Костов, Стефка Костова Радио телевизия електроника 1986/5/стр. 29,30

Импулсното преобразуване е процес на трансформиране на енергия с висок коефициент на полезно действие кпд = 75 – 90%. Честотата на преобразуване F = 20 – 40 kHz осигурява малък обем на устройството, при което се реализира полезна изходна мощност Ро = 100 – 1000 VA.
Посочените предимства определят широкото внедряване на импулсните преобразуватели в практиката като токозахранващи източници.
При еднотранзисторния импулсен преобразувател се използва все още дефицитен (1986г.) ключов мощен полупроводников прибор с допустимо пробивно напрежение на прехода колектор – емитер Uce = 800 – 1000 V, който е необходим в случая на преобразуване на предварително изправено мрежово напрежение 220 V/50 Hz. Toзи важен проблем отпада при противотактния преобразувател. При него напрежението се я по равно между двата транзисторни ключа VT1 и VT2 съгласно фиг. 1. Taka при директно преобразуване на изправеното напрежение (без опасност от пробив на преходите колектор – емитер) могат да се използват съветските мощни импулсни транзистори КТ809 и КТ812А, които допускат пробивно напрежение Uce = 400 V.
Предимство на противотактния преобразувател е и значително по – голямата полезна изходна мощност, която може да се формира, в сравнение с еднотранзисторния. С използването на посочените по – горе типове транзистори, реализираната полезна мощност достига 500 – 1000 VA, като за целта е необходимо да се предвиди и подфодящо охлаждане.

Периодичното включване на транзисторите VT1 и VT2 (фиг. 1) към първичната намотка на трансформатора Т1 определя неговата работа в широк хистерезисен цикъл, което осигурява по – голяма трансформирана мощност [1].
Много съществен момент в работата на преобразувателя е намаляването на загубите върху транзисторите VT1 и VT2 (фиг. 2) в процеса на комутация. За намаляването им се предвиждат специални мерки, чрез които се постига бързо насищане или възстановяване на режима на отсечка.
Принципната схема на управляващото устройство е изградена на базата на специализираната имтегрална схема B260D, производство на ГДР. Тя формира поредица от импулси, предназначени за управление на еднотранзисторни преобразуватели.
За противотактния преобразувател са необходими две импулсни поредици, дефазирани помежду си с интервал за забрана. Този интервал предотвратява едновременното отпушване на двата ключови транзистора VT1 и VT2 (фиг. 1), което би довело до протичане на значителен колекторен ток през тях и съответното им дефектиране.
В схемата на фиг. 2 след подходящо съгласуване от изхода на B260D, импулсната поредица постъпва към входа на броячен тригер. В него се създават две дефазирани с времев интервал за забрана импулсни поредици с два пъти по – ниска честота на повторение. Тези процеси са илюстрирани на фиг. 3 с времедиаграмите, снети с осцилоскоп в основните контролни точки на управляващото устройство.
В изходите на броячния тригер са включени импулсни усилватели за съгласуване на управляващото устройство с ключовите транзистори на преобразувателя VT1, VT2 (фиг. 1). Импулсните трансформатори Т1 и Т2 (фиг. 2) осигуряват галваничното отделяне на управляващото устройство от мрежата. Галванично отделено от мрежата е и изходното постоянно напрежение поради наличието на мощния прехвърлящ импулсен трансформатор Т1 (фиг. 1).
Посредством верига за обратна връзка част от изходното напрежение постъпва за сравнение с трионообразното напрежение на интегралната схема B260D. В процеса на сравнението се формира ШИМ – поредица с честота на повторение на импулсите F = 40 kHz.
Недостатъци на противотактния преобразувател са използването на по – голям брой електронни елементи и необходимостта от помощни токозахранващи източници.
Противотактният преобразувател, обхванат от устойчив ШИМ – регулатор, осигурява висока стабилност на изходното напрежение. Така например при трансформирана полезна мощност P = 200 VA с мрежов противотактен преобразувател бе постигнато изменение на изходното постоянно напрежение Uo = 30 V в граници по – малки от +/-1%, при изменение на променливото мрежово напрежение.

Особености при проектирането на импулсни стабилизатори на напрежение с интегралната схема В260D Георги Бичев, Георги Гергов
Радио телевизия електроника 1985/7/стр. 35-37

Усъвършенствването и развитието на вторичните захранващи източници за радиоелектронните и съобщителни апаратури понастоящем се характеризира с все по – широко използване на импулсните стабилизатори на напрежение. Една нова специализирана схема предназначена за конструиране на импулсни стабилизатори (статията е публикувана през 1985г.) на напрежение е интегралната схема (ИС) B260D, производство на ГДР [2]. Тази специализирана ИС значително упростява проектирането и конструирането на импулсните стабилизатори на напрежение, намалява съществено техния обем и чувствително повишава надеждността им.

Особеностите при проектирането на импулсни стабилизатори на напрежение посредством ИС В260D са свързани главно с правилното оразмеряване на нейния режим на работа при зададени изходни условия. На практика обикновено са известни допустимият обем и маса на стабилизатора, стойността и границите на изменение на входното напрежение, стойностите и границите на изменение на изходните стабилизирани напрежения и пулсациите им, коефициентът на полезно действие кпд и начинът на функциониране на стабилизатора при аварийни режими на работа.
При известни изходни условия, проектирането на импулсни стабилизатори на напрежение с помощта на ИС обхваща следните основни етапи:

Определяне на типа на схемата на крайния преобразувател на импулсния стабилизатор Типът на крайния преобразувател на импулсния стабилизатор на напрежение зависи от стойността на зададеното изходно стабилизирано напрежение Uo, максималния изходен ток Io и КПД на системата. Най – често се използват класически схемни решения на еднотактни преобразуватели “FCyback” или „Forward” [1]. Възможно е използването на двутактни преобразуватели, но тъй като ИС не е пригодена за целта, налага се допълнително формиране на сигнала от изходното стъпало [2]. При изходни мощности под 200 W, kakтo и при маломощни преобразуватели с няколко изходни напрежения и относително малко изменения на консумирания ток се предпочита преобразувател от типа „FCyback” поради по – простата изходна верига – изходен трансформатор с необходимия брой намотки, всяка с по едим изправителен диод и филтриращ дросел и трансформатор. За преобразуватели с мощност над 200 W се използват преобразуватели от типа „Forward” или двутактни преобразуватели [1]. От зададения КПД се определя типът на използваните електронни елементи – регулиращ транзистор и изправител с диоди.
Предусилвателят, реализиран посредством транзистора VT1 и резисторите R6, R7, R8, е осъществен по класическа схема. Необходимият базов ток, който трябва да се осигури за крайния усилвател, се определя от:

Ib vт2 = Iке vт1 = I ке vт2/ h21e vт2

Определяне на честотата на преобразуване Честотата на преобразуване на импулсния стабилизатор на напрежение зависи от градивните елементи, с които се работи. На практика се предпочитат честоти над 20 kHz и под 50 kHz (ИС B260D позволява работа със сигнали до 100 кHz), при което с успех могат да се използват феритните трансформатори на ЗФМ Перник – материал Н5А (статията е публикувана през 1985г). Изправителните диоди и ключовият транзистор на преобразувателя трябва да бъдат бързодействащи с време на комутация до 300 ns. Точната честота на преобразуване зависи от стойностите на външно включените резистор R7 и кондензатор C8 съгласно номограмата, показана на фиг. 3 [2].

Захранването на ИС B260D може да се осъществи по два начина в зависимост от зададения КПД и стойността на входното захранващо напрежение Uвх. Ако Uвх се изменя в относително малки граници +/-10% и изискваният КПД не е особено висок – под 70%, захранването на ИС B260D се извършва директно от Uвх посредством стабилитрон и токоограничителен резистор, включени към извод 1, така, че да формират напрежение 12 V и ток 10 mA. При големи стойности на Uвх, с цел да се отстранят големите загуби на енергия в токоограничителния резистор и да се повиши КПД, захранването на ИС е целесъобразно да се извърши посредством допълнителна намотка от изходния трансформатор и самостоятелна изправителна група. В този случай към ИС се включват и елементите Rд и Сд, имащи за задача да стартират системата в първоначалния момент, когато изходното напрежение все още не е формирано. Изчисляването на броя ня навивките в допълнителната намотка Wд се извършва посредством преводното отношение на изчисления вече трансформатор съобразно с необходимостта от осигуряване на напрежение 12 V за захранване на ИС B260D. Стойността на елементите Rд и Сд се определя от равенството Rд*Сд=t1, където t1 = 0,2 до 0,4 s. Ako е необходимо схемата да се пуска повторно, при прекъсване на Uвх трябва да се предвиди специална верига за разреждане на Сд. За целта в схемата се включва резисторът Rp, чиято стойност се определя от израза (Rp + Rд)*Сд = t2, където t2 = 2 до 4 s.

Oпределяне на пулсациите на изходното напрежение Пулсациите на изходното напрежение се явяват функция както на честотата на преобразуване, така и на стойността на изходния товарен ток. За осигуряване на зададената им стойност обикновено се налага да се използват филтрови LC – звена след изправителната група. Проектирането на такива филтрови звена, най – често Г – образни LC – звена, не представлява проблем и се извършва посредством някои от известните методи или посредством специални номограми [1].

Работата на импулсния стабилизатор при аварийни режими Аварийни режими на работа на импулсния стабилизатор се явяват при:
- режим на превишаване на максимално допустимия изходен ток – I – защита.
- режим на превишаване на максимално допустимото изходно напрежение – U защита.
При авариен режим на превишаване на максимално допустимия изходен ток е целесъобразно да се преустанови работата на импулсния стабилизатор. За тази цел се формира специален сигнал в крайния преобразувател, който се подава на извод 11 на ИС B260D. По този начин компараторите К2 и К3 (фиг. 1) запушват изходното стъпало на ИС. Сигналът в крайния преобрасзувател обикновено се формира посредством резистора Re в емитерната верига на регулиращия транзистор. Неговата стойност се определя от израза

Re = 0,41/Iзащ

При авариен режим на превишаване на максимално допудтимото изходно напрежение обикновено се изис-

Токозахранваща система за служебна връзка в цифрови линейни трактове
Георги Бичев, Георги Гергов Радио телевизия електроника 1985/1/стр. 18-21

В нашата страна усилено се разработват унифицирани цифрови линейни трактове за съобщителни системи с ИКМ. За да се осигури автономността им, се предвижда тяхната система за служебна връзка да се захранва от самостоятелен токоизточник. Изискванията към него са твърде специфични и тежки: няколко изходни напрежения, в конкретния случай три: +5, +12 и -12 V, със стабилност <4%, при номинален товар 0,3 А за всяко от тях, изменение на входното постоянно захранващо напрежение в обхвата от -43 до -72V, пулсации на изходните стабилизирани напрежения V вв под 15 mV, галванично яне на входното захранващо от изходните напрежения, твърде малък обем на системата (под 0,7 куб dm), определен от размерите на типизираните механични шасита, производство на СК „К. Ворошилов”. Освен това се поставя и условието, използваните градивни елементи да не са внос по II направление (статията е публикувана през 1985 г.) и да осигуряват нормална работа на системата в обхвата от +5 до +45 С.
Анализът на тези изисквания показа, че токозахранващата система за служебна връзка в разработваните у нас цифрови линейни трактове не може да се реализира по класическите способи на преобразуване и стабилизиране на изходните напрежения, още повече, че трябва да реализира допълнителни защитни и сигнални функции при аварийни режими на работа. Поради това се насочихме към създаване на токозахранваща система с импулсен принцип на преобразуване и стабилизиране на изходните напрежения, реализиран посредством специализирана интегрална схема B260D, производство на ГДР. Тя е предназначена за формиране на широчинно модулирани управляващи импулси в ключови схеми, работещи като преобразуватели на постоянно напрежение. В най – общ вид съдържа: регулиращ операционен усилвател (ОУ), генератор на трионообразно напрежение с регулируема честота (ГТН), широчинно-импулсен модулатор (ШИМ) и краен усилвател (У) (фиг.1) [1]. Въз основа на тази схема бе проектирана и разработена токозахранваща система за служебна връзка в цифровимлинейни трактове, в която B260D се използва като управляваща схема за формиране на правоъгълни импулси с регулируем коефициент на запълване. Използването на подобен принцип на широчинно – импулсна модулация при честота 30 кHz позволява размерите и масата на изходния трансформатор и изглаждащите филтри да се намалят с около 70% в сравнение с традиционните НЧ – преобразуватели.
Конкретното схемно решение на проектираната токозахранваща система бе разработено въз основа на синтезираната функционална блокова схема (фиг. 1). Токозахранващата система се състои от две основни части: управляваща и краен преобразувател на напрежение. В управляващата част чрез генератор на трионообразно напрежение, операционен усилвател, широчинно – импулсен модулатор и краен усилвател се формират управляващи импулси за крайния преобразувател. Управляващите и стабилизиращите функции на системата се осъществяват с блок за обратна връзка (ОВ). При аварийни режими на работа достъпът на управляващи импулси до крайния усилвател се прекратява чрез вътрешно вградена тригерна защита. В преобразувателя – еднотактен усилвател с трансформаторен изход, посредством самостоятелни намотки и изправителни групи става преобразуване на постоянно входно напрежение в необходимите три изходни напрежения. Както се вижда от синтезираната блокова схема, удачно е реализирана паралелна стабилизация на три изходни напрежения посредством една управляваща схема. Този начин се оказва възможен поради факта, че консумираните от отделните товари мощности са практически от един порядък. Стабилизацията на трите изходни напрежения се реализира за сметка на промяната на енергията на входа на крайния преобразувател, като се следи само напрежението на най – нис-

под 300 ns, препоръчително е блокирането им с безиндуктивни кондензатори с капацитет 10 nF.
Филтрирането на изходните стабилизирани напрежения е облегчено, тъй като честотата на преобразуване е висока. Габаритните размери на дроселите в LC – филтрите зависят главно от стойността на протичащия през тях ток, както и от допустимото ниво на изходните ВЧ – пулсации.
Възможно е вместо биполярен транзистор преобразувателят на мощност да се реализира с полеви МОSFET транзистори BUZ23, внос по II направление. Тъй като те се управляват потенциално, ще отпадне необходимостта от предусилвателно стъпало. Освен това, ако изправителните диоди са „Шотки” 1N5828, загубите на мощност в отделните градивни елементи ще се сведат до минимум. Както се вижда от табл. 1 КПД на подобна система може да се повиши от 70 до 90%.

II. Проектиране на управляващата част на импулсния стабилизатор
Тъй като в качеството си на формировател на управляващи импулси се използва интегралната схема B260D, проектирането на управляващата част от системата се свежда до постигане на оптимален режим на работа на B260D и реализация на защитните и функции при аварийни режими на работа.

1. Захранване на B260D
Необходимото захранващо напрежение от +12 V за B260D се получава от допълнителната намотка W5 на изходния трансформатор на крайния преобразувател.
Този начин на захранване е целесъобразен, особено при големи стойности на входното захранващо напрежение, тъй като изходната мощност на проектираната система е относително малка – в случая 8,7 W (използването на параметрически стабилизатор ще доведе до до намаляване на КПД с около 7%). Такова схемно решение се нуждае от пускова верига, която да осигури напрежение на захранване на B260D в началния момент при включване на входното захранващо напрежение, когато изходните захранващи напрежения все още не са формирани. Веригата се състои от кондензатора С3 и резистора R5, определени от равенството

С3*(R5 +rд) = 0,2 до 0,4 s.

За избягване на нежелани промени в захранващото напрежение, особено при пускане, стойността му е определена от стабилитрона VD1. Така възприетият начин на захранване е най – икономичен от енергийна гледна точка, като разходите на енергия са сведени до 2%.

2. Формиране на управляващите импулси
Работната честота на преобразуване се задава посредством външно включените резистор R4 и кондензатор С5. Стойностите им се подбират, като се използва графична зависимост (R, C) = ф (f) [1]. Те определят честотата на генератора за трионообразно напрежение, а оттам и работната честота на преобразувателя. Управляващите изходни импулси се формират в широчинно – импулсния модулатор от сумиране на сигналите на генератора на трионообразно напрежение и операционния усилвател. За да се избегне насищането на изходния трансформатор, коефициентът на запълване на управляващите импулси се ограничава до 0,5 чрез намаляване на напрежението в изводи 5 и 6 чрез делителя R1, R2 [1].

3. Защитни функции на системата при аварийни режими на работа
Съгласно зададените технически условия – аварийни режими на работа са тези, при които изходният ток нараства с 50%, а изходните напрежения се изменят с над 10%. При възникване на тези режими се изисква системата да преустанови работата си, като съответно се изработи светлинен алармен сигнал.
Токовата защита се осъществява с резистора Re, включен в емитерната верига на транзистора от крайния преобразувател, като стойността му се определя от

Re = 0,41/Ice защ

Най – лесно и икономически изгодно се осъществява защитата от повишаване на изходното напрежение чрез включване на стабилитрон в изходната верига на напрежението за +5 V. При повишаване на напрежението стабилитронът VD7 се отпушва, което задейства токовата защита и преустановява работата на усилвателя.

III. Проектиране на блока за обратна връзка
В разработваната система подаването на част от изходното напрежение към входа на операционния усилвател е решено с оптрон предвид на поставеното условие за галванично яне на входното захранващо от изходните стабилизирани напрежения. Фототранзистора на оптрона работи в режим на усилване, осигуряван при пропускане на ток през светодиода ~ 3 mA, с което се постига максимална чувствителност на веригата за обратна връзка.
В резултат на температурна нестабилност на фототока на използваните оптрони 6H2001C е необходимо да се въведе термокомпенсираща група. Тя се оразмерява с експериментално снети зависимости (Rt, Rд) = ф (t) (фиг. 3),

откъдето се вижда, че при промяна на температурата, геометричната сума на Rt и rд е константа със съпротивление 2,2 кОm. Съпротивлението на резисторите R11 и R12, определящо тока през светодиода, а оттам и режим на фототранзистора, е

Re = R12 + ((Rt +rд)*R11/(Rt+rд+R11)) = Uo/(3*10E-3)

Така проектираната токозахранваща система за служебни връзки в цифрови линейни трактове е експериментално проверена. Резултатите удовлетворяват всички поставени изисквания, а системата е технологично годна за серийно производство.
ЛИТЕРАТУРА
1. Radio Fernsehen Elektronik, 2/1982.
2. Components and know how for switched-mode power supply.

Tранзисторен импулсен стабилизатор на напрежение + 5 V Иван Парашкевов Радио, телевизия, електроника 1995/11/стр. 11,12,17,18,19

Структурната схема на разглеждания импулсен стабилизатор е показана на фиг. 1, а принципната - на фиг. 2. При реализирането му е използван вариант на подобно устройство за напрежение +12 V, публикуван в [1], като към него са добавени защита, която ограничава тока на късо съединение през регулиращия елемент, и защита за предпазване на консуматора от превишаване на изходното напрежение на стабилизатора над предварително зададена граница. Импулсният стабилизатор в конкретният случай е предназначен за захранване на устройства, реализирани с ТТL интегрални схеми, консумацията на които надвишава 0,5 – 1 А и може да стигне няколко ампера. В тези случаи, както е известно върху регулиращият елемент на традиционните компенсационни стабилизатори на напрежение се разсейва значителна мощност (малък КПД) и са необходими големи охлаждащи радиатори [1,2,3].
Импулсният стабилизатор запазва работоспособността си при достатъчно ниски входни напрежения (7,5 V) и до напрежение 25 V, което е най – голямото му предимство. Както показаха проведените експерименти, входното напрежение може да бъде увеличено и до 30 V, но тогава възникват проблеми с работното напрежение на кондензатора С1 и възможността му за монтаж върху основната платка на импулсния стабилизатор (статията е публикувана през 1995 г, след това се появяват такива кондензатори с подходящи габарити). Схемата позволява, тя да бъде реализирана за различен по големина ток напр. до 4 А с незначителни конструктивни промени, свързани с натрупващия елемент и големината на повърхността на радиатора на регулиращия транзистор, като коефициентът на полезно действие на схемата остава по – голям от 0,65. Амплитудата на пулсациите на изходното му напрежение при консумация 2 А не надвишава 40 mV.
Транзисторът VТ1 e kомутатор, като заедно с VT3 и VT4 образува съставен транзистор [1, 2]. Дроселът L1 е акумулиращ елемент, в който се натрупва енергия, която поддържа тока през времето, когато транзисторът е запушен. Диодът VD3 е т.нар. обратен диод и през паузите на запушване на VT1, товарният ток тече през него. VT1 и VD3 трябва да са бързодействащи и с малки комутационни загуби. КПД на устройството зависи главно от тях.
Кондензаторът С1 е филтриращ и непосредствено влияе на пулсациите на изходното напрежение, така също и на кпд на стабилизатора.
Управлянието на устройството се осъществява от мултивибратора, реализиран с транзисторите VT7 и VT8. Той е с променяща се честота и с променящ се коефициент на запълване. Това се постига с диференциалния усилвател (реализиран с VT5 и VT6), транзисторите на който служат като съпротивления в базите на VT7 и VT8. Опорното напрежение се задава от параметричния стабилизатор на напрежение R9 и VD4, а напрежението за сравнение – от делителя R13, RP2, R14.
При включване на входното напрежение, транзисторите VT1, VT3 и VT4 се насищат, тъй като базата на VT4 e свързана през R11 към отрицателния полюс на захранващото напрежение. Кондензаторът С2 се зарежда през L1 и когато напртежението му достигне известна стойност, мултивибраторът започва да генерира. Когато транзисторът VT7 е наситен, VT4 се запушва и заедно с него се запушват VT3 и VT4. Токът през дросела се комутира към диода VD3. При установяване на заредената стойност на изходното напрежение Uизх, мултивибраторът генерира с определена честота и определен коефициент на запълване. Ако изходното напрежение се увеличи, увеличава се и базовият ток на VT6. Това предизвиква преразпределение на колекторните токове на VT5 и VT6 – токът на транзистора VT5 намалява, а на транзистора VT6 се увеличава. Мултивибраторът изменя режима си на работа. Транзисторът VT7 остава наситен по – продължително време, а VT8 – по – кратко време, т.е. изменят се честотата и коефициентът на запълване на импулсите. Поради по – голямата продължителност на времето през което VT7 е наситен, увеличава се и времето, през което VT1 е запушен. Средната стойност на напрежението на изхода на стабилизатора намалява.
Ттранзисторът VT2, резисторите R3, R4, R5 и R6, тример – потенциометърът RP1 и диодът VD2 образуват устройство, което ограничава тока на късо съединение във веригата на VT1 до стойност, достатъчна да запази транзистора VT1. При това положение е възможно да се стопи нишката на предпазителя Fu, светодиодът VD5 “+5 V” да угасне, а VD1 “защита” да светне.
С транзистора VT9, резисторите R18 – R22, тример – потенциометъра RP3, ценеровия диод VD6, кондензатора С9 и симистора VS е реализирана защита от превишаване на изходното напрежение над 5,8 V. При отпушване на VS се стопява нишката на предпазителя Fu и както при задействане на първата защита светодиодът VD5 “+5 V” угасва, а VD1 “защита” се запалва.
Настройка. Например, платката се настройва да работи при товарен ток 1,7 А. Поставя се стопяем предпазител Fu 250 V/2,5 A. Временно се отпоява мостчето „М”, което съединява технологичните отвори 3 и 4 (от принципната схема). С това се предотвратява отпушването на VS при произволно положение на тример – потенциометъра RP3 и прегарянето на нишката на предпазителя Fu.
Платката на импулсния стабилизатор се свързва съгласно принципната схема от фиг. 2, както е показано на фиг. 3. В изхода на схемата се включва цифров волтметър. С тример – потенциометъра RP2 се настройва напрежението да бъде равно на 5,2 V. С изкуствен товар от подходящо свързани резистори и амперметър, устройството се натоварва на максималния възможен ток, който ще се консумира от него (в дадения случай произволно избран да е равен на 1,7 А) и се проверява спадът на изходното напрежение. Напрежението трябва да спадне до около 5 V. Това означава, че при промяна на товарния ток от 0 до 1,7 А, изходното напрежение ще се изменя в границите от 5,2 до около 5 V (koлкото се получи при включването на максималния товар). При максимално натоварен стабилизатор с осцилоскоп се проверява максималната амплитуда на пулсациите на изходното напрежение. Тя не трябва да надвишава 40 mV.
Настройката на защитата, която ограничава тока на късо съединение през VT1, се прави с помощта на стабилизиран токоизправител (напр. 0 – 12 V/10 A) с възможност за регулиране и ограничаване на изходния му ток. В гнездото на Fu се поставя предпазител 250 V/6,3 A. Стабилизираният токоизправител се настройва на напрежение, равно на входното, с което ще работи импулсният стабилизатор, а регулаторът, с който се задава ограничението на тока, се нагласява на 6 А. С тример – потенциометъра RP1 се задава такова напрежение между базата и емитера на VT1 (eдновременно изходът на импулсния стабилизатор се дава накъсо за 0,5 s), при което VT1 ще се отпуши и ще прекрати работата на импулсния стабилизатор. Ако това не се получава, необходимо е да се увеличи с няколко милиома съпротивлението на R1. По време на настройката, токът на късо съединение ще се ограничава от токовата защита на допълнително включения стабилизатор на напрежение 12 V/10 A. След завършване на настройката, предпазителят 6,3 А се заменя с 2,5 А. При правилна настройка и предизвикано късо съединение, стопяемият предпазител трябва да изгори и токът на късо съединение до стопяване на нишката му не трябва да превиши 6 А.
Настройката на защитата от превишаване на изходното напрежение се извършва с помощта на цифров волтметър. Между технологичните отвори 3 и 4 се включват последователно свързани светодиод тип VQA13 и резистор със съпротивление 750 Om. Изходното напрежение на импулсния стабилизатор се настройва на 5,8 V. С тример – потенциометъра RP3 се задава такова напрежение на управляващия електрод на VS, pri koето той се отпушва и допълнително включеният светодиод между отворите 3 и 4 се запалва. При правилна настройка на тази защита, ако по някаква причина изходното напрежение се увеличи до 5,8 V, VS ще се отпуши и стопяемият предпазител Fu ще изгори. След извършване на настройката, допълнително включените светодиод и резистор се отстраняват и технологичните отвори 3 и 4 се свързват с мостче от монтажен проводник. Изходнотонапрежение на импулсния стабилизатор се настройва отново с RP2 на 5,2 V.
Резисторите R15 и R16 определят до известна степен разликата между напреженията на празен ход на импулсния стабилизатор и при пълното му натоварване, което означава, че при ток до няколкостотин милиампера може и въобще да не се монтират на платката.

Схемата, предложена на фиг. 2, е реализирана на двустранно фолиран стъклотекстолит с размери 160 х 100 mm. На фиг. 3 е показано разположението на елементите върху платката, а на фиг. 4 – фолийната и картина от страната на елементите, а на фиг. 5 – от страната на спойките. С „М” е означено мостче от монтажен проводник.

На платката се монтира 64 – полюсен съединител 1 тип Еврокард. Отворите 3,6,7 и 11 се използват за закрепване на оребрен радиатор посредством винтове и изолационни втулки. Високочестотният диод 5 се монтира на радиатора върху керамична подложка, а регулиращият транзистор VT1 (8) се закрепва непосредствено върху радиатора. Изводите му се профилират и се удължават с около 15 mm с калайдисан проводник с диаметър около 0,4 mm. Отворът 9 се използва за монтаж и демонтаж на транзистора VT1. Съпротивлението на резистора R1 (12) се подбира опитно. Върху тяло от резистор с мощност 2 W се навива меден проводник тип ПЕТ – 1F с дължина 360 mm и диаметър 0,38 mm. Дроселът L1 (10) се навива върху макаричка за топфкерн с размери 26 х 16 mm. Навиват се 15 навивки едновременно с 5 проводника, без да се усукват, с дължина 1250 mm и диаметър на всеки от проводниците 0,38 mm. При сглобяването на дросела, между двете феритни чашки се поставя изолационна шайба с дебелина 0,25 mm. Дроселът L2 (4) се навива върху върху макаричка за топфкерн с размери 22 х 13 mm. По същия начин, както и при L1, се навиват 15 навивки едновременно, но с 6 проводника, без да се усукват, с дължина 1000 mm и диаметър на всеки от проводниците 0,38 mm. При сглобяването на дросела L2 между двете феритни чашки се поставя изолационна шайба с дебелина 0,25 mm. L1 и L2 не са критични към параметъра Аl на феритните сърцевини. Указаните данни са за максимален товарен ток 1,7А. Естествено за ток 4 А за L1 трябва да се използва топфкерн с размери, по – големи от посочените – например 36 х 22 mm.

При монтажа на симистора VS под него се монтира изолационна подложка (14), напр. от стъклотекстолит с размери 19 х 13 mm. Използваният радиатор е тип SK 35 [4]. Профилът на радиатора е показан на фиг. 6,

а избраната му дължина е 90 mm. Желателно е след неговата механична обработка, повърхността му да се покрие така (напр. чрез анодиране), че да се получи степен на чернота, по – голяма от 0,9 [6,7].
Съществуват достатъчно резерви за повишаване на КПД на подобни устройства, като повишаване на капацитета на С1, захранване от стабилизиран токоизправител, увеличаване на общото съпротивление на резисторите R15 и R16 и при възможност отстраняването им и други подобни посочени в [2, 3, 8].
ЛИТЕРАТУРА
1. Стефанов, Н. Токоизправители и стабилизатори. С., Техника, 1981.
2. Стефанов, Н., Т. Атанасов. А. Маноилов. Наръчник по токозахранващи устройства. С., Техника, 1992.
3. Найвельта, Г. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры. Справочник. М., Радио и связь, 1986.
4. Sichla, F. Cool gebieten bei Kuhlproblemen. – Funkamateur, 1991, N 5.
5. Brettschneider. Moglichkeiten zur Leistungssteigerung von Tranzistoren und Dioden durch Kuhlkorper. – Funkamateur, 1972, N 12.
6. Роткоп, Л., Ю. Спокойный. Обеспечение тепловых режимов при конструировании радиоэлектронной аппаратуры. М., Советское радио, 1976.
7. Чернышев, А. и колл. Обеспечение тепловых режимов изделий электронной техники. М., Энергия, 1980.
8. Бичев, Г., Г.Гергов. Токозахранваща система за служебна връзка в цифрови линейни трактове. – Радио, телевизия, електроника, 1985, N 5.

Импулсен преобразувател – стабилизатор за устройства с електронна настройка
инж. Григор Григоров, инж. Анелия Григорова
Радио телевизия електроника 1986/5/стр. 5,6

Електронната настройка (с варикапи), поради значителните си предимства пред механичната, в последните години масово се използва, особено във високочестотните радиоприемни устройства.
При усъвършенстването на по – старите (транзисторни) радиоприемници чрез вграждане на УКВ – тюнери с електронна настройка се изисква стабилно напрежение +28 V.
В [1] е посочена схема на принципа на умножение на напрежението, което може да се използва в устройства, захранвани с променливо напрежение. Предимството на схемата дадена в [2 – 4], e отсъствието на трансформатор, но поради широкия спектър от паразитни продукти тя не може да се използва в приемниците с дълги, средни и къси вълни.
Устройството, схемата на което е показана на фиг. 1 се състои от еднотактов преобразувател (транзистора VT и феритния трансформатор Т), който преобразува постоянното напрежение +12 V в променливо. Последното се изправя от двуполупериодния изправител (VD1, VD2), филтрира се (R4, C4, C5) и се стабилизира от интегралната схема МАА550D – чехословашко производство.

За да се намали излъчването на сигналите с паразитни хармонични честоти, получени след изправянето, честотата на генерациите е избрана възможно най – ниска – 18 kHz. В същото време тази честота е извън честотния спектър на човешкото ухо и по този начин дори да се възпроизведе от нискочестотния усилвател, тя не може да се възприеме.
Трансформаторъ е конструиран с чашкообразни ферити с размери Ф18х14 и AL = 1000. Броят на навивките е посочен на фиг. 1. Проводникът е ПЕЛ – 0,1 mm.
На фиг. 2 е показан графичният оригинал на печатната платка, а на фиг. 3 – разположението на елементите върху платката.
При монтажа не трябва да се забравя правилното разположение на началата на намотките на трансформатора, означени със звездичка на фиг. 1.

Устройството трябва да бъде затворено от всички страни с метален екран. Проводниците с напрежение +12 V и + 30 V трябва да се изведат през проходни кондензатори. Кондензаторът С се монтира отвън блока и с възможно най – къси краища към извода + 12 V и екраниращата кутия.
Устройството трябва да се разполага възможно най – далече от входа на приемника за дълги, средни и къси вълни.
ЛИТЕРАТУРА
1. Два напряжения от одной обмотке трансформатора. – Радио, N 5-6, 1981.
2. Экономичный преобразователь напряжения для варикапов. – Радио, N 10, 1984.
3. Бестрансформаторный преобразователь напряжения. – Радио, N 2, 1976.
4. Бестрансформаторный преобразователь напряжения. – Радио, N 4, 1976.

Статия 115_20: Импулсен стабилизатор на напрежение, Импулсен стабилизатор на напрежение, Токозахранващо устройство +/-5 V/45 mA, Импулсен преобразувател на напрежение, Стабилизиран токоизправител със защита от късо съединение, Електронен преобразувател на напрежение, Приложение на интегрални стабилизатори на напрежение в импулсни стабилизиращи схеми -Справочник, Приложни схеми на импулсни стабилизатори, осъществени със специализирани интегрални схеми - Справочник.

Статия 115_21: Импулсен стабилизатор на напрежение, Стабилизиран импулсен преобразувател на напрежение, Ключово захранване за микропроцесорни системи, Трансформаторът в импулсното мрежово захранване, Импулсен преобразувател за +/- 5 V, захранван от батерия, Инвертор на напрежение, Безтрансформаторен двуполярен преобразувател на напрежение, Безтрансформаторен нисковолтов изправител, Преобразувател 12 V/~220 V.

Статтията като съдържание не завършва, защото обемът и е многократно по - голям и ще бъде продължена със следващи публикации по темата.

Публикуването на подобни устройства на сайта ще продължава и по - нататък!

Материалите подготви за сайта:

Иван Парашкевов

e-mail: ivanparst@dir.bg

главна страница напред горе