Импулсни стабилизатори на напрежение. Преобразувател от 12 на 220 волта. Особености на работата на мощни транзистори в импулсен режим при индуктивен товар. Други подобни схеми.

Импулсен стабилизатор на напрежение Методи Цаков
Радио, телевизия, електроника 1991/12/18

Преобразувателят на напрежение, чиято схема е показана на фиг. 1, осигурява стабилно напрежение 5 V при товарен ток до 0,5 А. Входното напрежение може да е в границите от 10 до 30 V. Схемата е класическа и е без особености. Интегралната схема 1524 е включена по най – простия възможен начин. Тъй като вграденият източник на опорно напрежение е точно за 5 V (изведено е на извод 16), двата резисторни делителя, свързани с входовете на операционния усилвател за грещката и определящи изходното напрежение, в случая са еднакви и съдържат четири резистора по 5,1 кОm. Определящите работната честота резистор и кондемзатор са свързани към изводи 6 и 7.
Енергонатрупващият дросел е с индуктивност 280 мкН и съдържа 28 навивки от проводник с хлорвинилова изплация. Използван е съветски феритен пръстен с външен диаметър 16 mm и означение М 2000 НМ. При дадените на схемата стойности на елементите, честотата е 100 кНz. В таблицата са дадени стойностите на консумирания от преобразувателя ток при различни товарни съпротивления в изхода и за две входни напрежения 12 и 24V. Tранзисторът 2T9140 е без радиатор. Пулсациите с честота 100 кНz на изходното напрежение са незначителни дори при максимално натоварване. За повишаване на стабилността на изходното напрежение се добавя филтър по начина, показан на фиг. 2. Дроселът Др1 съдържа 15 – 20 нав. от проводник ПЕЛ 0,3 навити на феритна пръчка с диаметър 3 – 4 mm и дължина около 15 mm. На същата фигура е показано как може да се получи стабилизирано напрежение -5 V, т.е. източникът да стане двуполярен. Допълнителната намотка Др2 е със същите данни, както основната, и е най добре тя да представляват една намотка с двоен проводник. Разбира се, товарните възможности на преобразувателя в случая от фиг. 2 ще са по – малки, тъй като изходната мощност се ограничава от размерите и типа на феритния пръстен (при дадена честота). Това ограничение е характерно за еднотактните импулсни преобразуватели на напрежение и е свързано с насищането на магнитопровода от постоянния ток през намотката.

Интегралната схема 1524 се произвежда от няколко фирми и е една от първите, използващи принципа на регулиране при фиксиран период на изходните импулси. Предназначена е за двутактни схеми и се захранва с напрежение от 8 до 40 V.

Максималната честота, която осигурява вграденият генератор на правоъгълни импулси, е 350 кНz. Крайните

транзистори са за ток до 100 mA. В нашия случай те се включват последователно за еднотактно преобразуване, като емитерите и колекторите им са съединени помежду си – съответно изводи 11 и 14 и изводи 12 и 13.

Стабилизиран импулсен преобразувател на напрежение Методи Цаков
Радио телевизия електроника 1988/11/стр.35,36

Захранващият преобразувател на напрежение, чиято схема е показана на фигурата, бе конструиран за портативно устройство с променяща се консумация на ток до 250 mA
при 12 V. Входното напрежение се осигурява от никел – кадмиев акумулатор с капацитет 3 Аh. Koефициентът на полезно действие при изходен ток 200 mA е 85%. При промяна на входното напрежение от 5,5 до 6,5 V изходното напрежение се увеличава с 38 mV. Двукратното увеличаване на товарния ток предизвиква спадане на изходното напрежение само с 5 mV. Пулсациите в изхода са незначителни.

Схемата е изградена по класическия начин, като ключов елемент е използван мощен полеви транзистор със съпротивление на канала 0,1 Om във включено състояние и време за превключване около 100 ns. Таймерът 555 генерира правоъгълни импулси с променяща се продължителност и фиксирана пауза. Tранзисторът VT1 и серийно свързаният с него резистор R5, от който зависи дължината на изходния положителен импулс, отпушващ полевия транзистор. Транзисторът VT2 се управлява от изходното постоянно напрежение на преобразувателя. При увеличаване на изходното напрежение, транзисторите VT1 и VT2 се отпушват, импулсите в изхода на таймера се скъсяват и изходното напрежение на преобразувателя намалява, т.е. осъществява се ООВ по напрежение. Нагласяването на изходното стабилизирано напрежение става с многооборотния тример – потенциометър RP7.
Дроселът L1 представлява два слепени челно феритни пръстена, съветско производство, с означение 2000 НМ и външен диаметър 20 mm, върху които равномерно са навити 10 нав. от двоен лентов многожичен проводник със сечение около 0,3 кв. mm. Филтриращият дросел L2 съдържа 20 нав. от проводник ПЕЛ 0,4 навити върху феритна пръчка с диаметър 4 mm и дължина 25 mm. Намотката се покрива с епоксидно лепило.
Вместо съветския диод КД212 може да се използват 4 диода от типа 2Д5607 или други подобни бързодействащи диоди, свързани паралелно. Преобразувателят може да се оразмери и за други изходни напрежения, като от значение е да се внимава за възможностите на дросела L1, който не бива да се насища. За по – големи изходни мощности трябва да се използва чашковиден магнитопровод с въздушна пролука в централната си част, например с константа АL = 400. Входното напрежение не трябва да спада под 5 V, защото тогава отпушващите мощния транзистор импулси от изхода на таймера няма да са с необходимата амплитуда. Горната граница на входното напрежение е 15 V. С показаните на схемата стойности на пасивните елементи около таймера 555, честотата е 50 кHz. Ако вместо полевия транзистор се използва биполярен, желателно е кондензаторът С2 да бъде с двойно по – голям капацитет, за да се понижи честотата, тъй като трудно би се намерил подходящ биполярен транзистор, който да се превключва лесно с такава скорост. В случая мощния полеви транзистор има и предимството, че се управлява с малка мощност. Практически крайното стъпало на таймера се натоварва моментно само при зареждането и разреждането на капацитета на гейта на транзистора.
Конструктивно преобразувателят е оформен като малък модул, екраниран с тънка ламарина от мека стомана. Изводите на елементите и съответните писти от платката, по които текат по – големите импулсни токове, са максимално скъсени.

Ключово захранване за микропроцесорни системи Петър Кротнев
Радио телевизия електроника 1991/8/стр.9,10

Представената схема, разработена в Технологичния институт по транспортна електроника – гр. Пловдив, е предвидена за захранване на различни микропроцесорни конфигурации, както и на други схеми, включващи значителен брой TTL елементи.
По – важните параметри на схемата са:
- обхват на изменение на изходното напрежение 190 – 240 V/50 Hz;
- максимална изходна мощност – 60 W;
- KПД – 78%.

При разработката на ключовото захранване беше използвана интегракната схема TL494CN, произвеждана от някои известни фирми като „Texas Instruments”, “Philips”, “Thomson” и др. Тя е предназначена за управление на конверторни схеми от типа PUSHPULL.
Структурата на интегралната схема TL404 е показана на фиг. 1. Широчинно модулираните импулси се получават чрез

сравняване на линейно нарастващото напрежение на генератора 1 с напрежението на обратната връзка, формирано от усилвателите 2 и 3. Посредством компаратора 4 и логическите елементи 5 и 6 се формират импулсите за управление на изходните транзистори.
Честотата на управляващото напрежение на ченератора 1 се задава с RC групата и може приблизително да се определи по формулата
f = 1,3/R*C

Принципната схема е представена на фиг. 2. На базата на транзисторите VТ1 и VT2, трансформатора Т2 и кондензаторите С1 и С2 е изграден едностранен PUSHPUL конвертор, чиито предимства са:
- просто устройство на импулсния трансформатор;
- облегчен режим на работа на ключовите транзистори;
- удвояване на работната честота в импулсния трансформатор.
Управлението на транзисторните ключове се осъществява чрез импулсните трансформатори TN1, TW1 и съответните RC – вериги, като по този начин се създава необходимата форма на базовия ток на VT1 и VT2.
След включване на ключа К1 чрез групата Rm, Cm се формира пусков импулс на входа на компаратора DA2. Неговият изход застава във високо ниво, при което на извод 15 на DA1 – TL494, постъпва напрежение, формирано от опорното 5 V на DA1 чрез резисторите R10 и R0B1. Това разрешава работата на DA1 и на входовете и (изводи 9 и 10) се генерират управляващи импулси. По – нататък работата се поддържа от наличието на напрежение +5 V на изходната клема F, което постъпва на входа на компаратора DA2.
Изходното напрежение се сравнява с опорното +5 V посредством усилвателя 1 в DA1, след което се осъществява регулирането му. За компенсиране на остатъците на напрежение по свързващите изходни проводници е предвидена клемата S, която се свързва чрез отделен проводник с товара.
При късо съединение на изхода, както и при всяко превишаване на максималния изходен ток Im = 12 A схемата се самоизключва. Тази защита е реализирана по следния начин:
Чрез променливия резистор RP1 се фиксира максималният допустим коефициент на запълване на импулсите, с което се ограничава максималната изходна мощност
Pm = U*I = 60 W.

Всяко превишаване на стойността 12 А от изходния ток ще доведе до бързо намаляване на изходното напрежение в рамките на така зададената изходна мощност. Когато напрежението намалее под стойността 4,8 V, сработва компараторът DA2. Това довежда до отнемане на разрешаващото напрежение на извод 15 на DA1, с което схемата се изключва.
С показаните елементи работната честота е около 50 кНz, което допринася за сравнително малки пулсации на изходното напрежение, като при изходен ток 10 А, те не превишават 80 mV.
Импулсният трансформатор Т2 е навит върху феритна църцевина НМ2000 Ш12/15.
Първиямата намотка съдържа 65 нав. от емейлиран проводник дисметър 0,51 mm, а вторичните са навити бифилярно с по два проводника в паралел с диаметър 0,70 mm и съдържат по 9 навивки.
Трансформаторите TN1, TW1 и филтърът FL1 са навити върху ферити от типа топфкерн 26/16 М2000. Първичните намотки на ТN1 и TW1 са от по 100 нав. с проводник с диаметър 0,20 mm, а вторичните – от по 30 нав. с проводник с диаметър 0,51 mm. FL1 съдържа две намотки от по 30 нав. с диаметър 0,51 mm.
Дроселът L3 е навит върху сърцевина топфкерн 36/22 с 2 проводника в паралел с фи 1,10 mm до запълване на макарата.
Транзисторите VT! И VT2 (KT812А) се монтирани върху охлаждащи радиатори. Те могат да бъдат заменяни с други, чиито параметри са аналогични, като при това може да бъде направено евентуално оптимизиране на базовите RC – вериги.
Всички резистори, чиято мощност не е означена, са 0,125 W, a кондензаторите, които имат галванична втъзка със захранващата мрежа, са с пробивно напрежение, по – голямо от 500 V.
Възможно е повишаване на изходната мощност, но за целта е необходимо паралелно на всеки от диодите VD9 и VD10 да бъде свързана по една RC – група от вида, показан на фиг. 2 долу вдясно. Това обаче води до намаляване на КПД.

Трансформаторът в импулсното мрежово захранване н.с. инж. Димитър Димитров
Радио телевизия електроника 1985/2/стр.32,33

Съществен градивен елемент в схемата на импулсно мрежово захранване с галванично отделяне от мрежата (сименсова концепция) е трансформаторът. Чрез него се реализира галванично отделяне между първичната и вторичната страна. Силовият трансформатор тук работи при сигнали със средна честота и е с един порядък от величини по – малък от съответния мрежов трансформатор. Този индуктивен градивен елемент се изгражда предимно с феритна сърцевина.

На фиг. 1 са показани трансформатори с еднакви изходни мощности 200 W. Най – големият магнитопровод от листова стомана е проектиран за експлоатация при честота 50 Hz от мрежата, а по – малките (с феритни сърцевини) – при 20 кHz от импулсен мрежов блок. При тези честоти се получават обемни и теглови съотношения приблизително 5:1 до 20:1 в зависимост от експлоатационните условия.

Честотата f при превключвата схема обикновено е в обхвата от 20 до 50 кHz. Следващият фактор във формулата е нарастъкът на магнитната индукция делта B. При ниски честоти и малки загуби във феритната сърцевина на трансформатора, той се ограничава от индукцията на насищане на материала до допустимата стойност делта Вs. С увеличаване на честотата загубите във феритната сърцевина PFe нарастват. При това, докато изменението на магнитната индукция е под Bs, може да се достигне оптимална температура, при която магнитната индукция на сърцевината е най – благоприятна и оптимална за предаване на мощност. При оптимална магнитна индукция Bopt загубите в магнитопровода PFe и загубите в медта PCu, които се намират под корена на формулата, са почти еднакви (виж фиг. 2).
Във формулата следват ефективното сечение на сърцевината Ae, след това под корена – коефициентът на запълване на медта KCup на отдаващите мощността намотки, и накрая, след вече споменатите загуби в медта, PFe е специфичното съпротивление на проводника – величина, зависеща от намотъчното пространство.
Частта на формулата пред знака за коренуване е пропорционална на напрежението на една навивка U/N и на тази под корена, представляваща произведението на тока по навивките IN. Съгласно формулата за мощността, подходящ материал за феромагнитни сърцевини за мощни трансформатори при високи честоти е този, който показва високи индукции и ниски загуби. Такъв материал е сиферит N27, който при температура 80 С има минимални загуби и благоприятни свойства. Освен традиционните ЕЕ – сърцевини напоследък все по – често се използват EC – сърцевините. Те са с кръгла средна част на магнитопровода, което е по – благоприятно за оптималното използяане на намотъчното пространство.
Формата на феритната сърцевина в сравнение със структурата на намотките оказва минимално влияние върху индуктивността на разсейване Ls. Maлka индуктивност на разсейване се постига или чрез използване на магнитопровод с широко намотъчно пространство, или чрез секциониране на първичната намотка. Ако първичната намотка се и на два еднакви слоя и между тях се постави вторичната намотка, се постига

На фиг. 3 е показана секционирана по посочения начин първична намотка, при това от всяка страна на намотките откъм фланцовете на макарата се оставя най – малко 4 mm защитно покритие.
При най – опростените технологии за навиване на трансформаторите за телевизионни приемници за цветно изображение, приложение е намерило подреждането на фиг. 4.

Лошата връзка между намотките и високата индуктивност на разсейване на трансформатора предизвикват в колектора на ключовия транзистор при превключване отскоци с голяма честота. Това е причина да се превиши допустимото напрежение Uces. Освен това се влошава регулировъчното действие на схемата, повишават се загубите в сърцевината на ферита и напреженията на смущаващия сигнал.
Чрез шахматно подреждане на първичната намотка, съществено се редуцира върховната стойност на колебаещото се напрежение. Резисторът, включен последователно на кондензатора между колектора и емитера на ключовия транзистор, намалява значително това напрежение за няколко периода, така, че възниква еднократно свръхколебание с отскок от около 100 V.
Oтдаваната изходна мощност от около 175 W се постига от трансформатор на фирмата Siemens с феритен магнитопровод ЕЕ 42/20. Динамичната характеристика на насищане на този магнитопровод от материал N27 с въздушна междина в средата на магнитната ос 1,6 и първичната намотка N1 = 76 е показана на фиг. 4 за изходна мощност до 175 W.
Teемпературата на магнитопровода и намотките, при която се отдава посочената мощност, е около 50 С.
Чрез компаундиране (заливане) на трансформатора се понижава топлинното му съпротивление с 30 до 50%.
С благоприятното подреждане на намотките се гарантира добро регулировъчно действие на цялото схема по отношение на колебания на мрежовото напрежение и изменения на товара.

Импулсен преобразувател за +/- 5 V, захранван от батерия Олег Петков
Радио телевизия електроника 1995/6/стр. 10,11

За да е автономен и преносим всеки електронен уред, той трябва да се захранва с батерии. Тъй като в процеса на експлоатация сухите елементи (батериите) променят напрежението си, необходимо е устройство, стабилизиращо това напрежение. Подходите за решаване на проблема са два. Първият е да се стабилизира напрежението чрез пзраметричен или компенсационен постояннотоков стабилизатор, а вторият – чрез импулсен стабилизатор. Първият подход е неприложим поради две причини: малкият коефициент на полезно действие, а оттам и голямата загуба на мощност, отделяща се върху стабилизиращия елемент (стабилизиращият елемент работи като автоматично регулируем резистор) и наложеното от схемата изискване за двуполярно захранващо напрежение. Заради това захранването на уреда е целесъобразно да се осигури от високочестотен импулсен стабилизатор.
При конструирането на импулсния стабилизатор трябва да се вземат предвид следните условия:
- надеждна работа при големи разлики на захранващото напрежение (напрежението на батериите);
- голям коефициент на полезно действие;
- голяма скорост на реакцията при регулиране на изходните напрежения;
- защита от претоварване.
За да работи надеждно импулсният регулатор, към ключовия елемент трябва да се подават правоъгълни импулси. Това може да стане с автотрансформаторна обратна връзка, както при автогенериращите мултивибратори (блокинг – генератори), но при насищане на сърцевината при натоварване на импулсния трансформатор, формата на импулсите се влошава, при което ключовият транзистор започва да работи в усилвателен режим и върху него се отделя загубена мощност. Затова е удачно импулсите към ключовия елемент да се подават от автономен генератор на правоъгълни импулси.
Регулирането на изходното напрежение се осъществява чрез широчинно – импулсна модулация на управляващите импулси. Широчинно – импулсната модулация може да се постигне по два начина: чрез своевременно прекратяване на импулсите на генератора или чрез запушване на ключовия елемент. За по – голямо бързодействие на реакцията е за предпочитане вторият метод.

За генератор на правоъгълни импулси е подходящ транзисторен мултивибрастор с разряден тригер на Шмит.
Предимствата на този мултивибратор са добрата форма на генерираните импулси и мекото самовъзбуждане. При това още първият генериран импулс е с номинални параметри (първата пауза обаче е удължена). Възможно е също така да се постугне значително по – малък коефициент на запълване, отколкото при симетричните мултивибратори. Трябва да се има предвид обаче, че изборът на транзистори с малък коефициент на усилване по ток (бета) може да затрудни работата на тригера, така, че намаляването на съпротивлението на R3 довежда до увеличаване на консумацията, а стойността на съпротивлението на R1 е ограничена отгоре от условието за насищане на транзистора VT1.
Oбратният колекторен ток на запушеният транзистор VT1 okaзва влияние върху температурната стабилност на паузата, а върху стабилността на импулса силно влияе коефициентът на усилване по ток (бета) на VT1.
Tранзисторите осигуряват режим на работа при ниски захранващи напрежения. Дори при 2,5 V генераторът ще генерира правоъгълни импулси. Това пък осигурява работоспособността му в широки граници на захранващото напрежение. Може да се каже, че най – добрите правоъгълни правоъгълни импулси се получават при превключване на тригера на Шмит, което предотвратява възможността ключовият елемент да работи в усилвателен режим.
За по – голяма стабилност на изходната честота, транзисторът VT2 на генератора се захранва от бобина на импулсния трансформатор. Това захранване осигурява постоянно напрежение върху Т2 независимо от напрежението на батериите, което е и опорно напрежение на генератора.
За постигане на оптимален режим на генератора е осигурена възможност за регулиране на праговете на превключване (чрез RP1).
Като ключов елемент е избран средно мощен транзистор VT4. Импулсите в базата на транзисторния ключ се подават през RP4, koйто е шунтиран от кондензатора С2. Кондензаторът дава възможност за по – бързо превключване на VT4, a R4 увеличава изходното съпротивление на генератора. Това предотвратява даването накъсо на изхода на генератора на правоъгълни импулси от широчинния регулатор (VT3).
В емитера на транзисторния ключ е включен резистор със съпротивление 1 Om, осигуряващ температурна стабилност на транзисторния ключ, а именно при повишаване на температурата токът Ice на VT4 се увеличава, а оттам и падът върху емитерното съпротивление R6. Вследствие на това VT4 се запушва и температурата върху него спада.
Транзисторът VT3 заедно с VD4 и R7 образува широчинния регулатор, който изключва транзисторния ключ (запушва VT4), ako поради някаква причина изходните напрежения се повишат над 5 V.
Накратко действието му може да се опише по следния начин:
В базата на транзистора VT3 може да се подаде напрежение +6 V, с което да се създаде изкуствена нула от резисторен делител между двете еднакви и противоположни по знак изходни напрежения. При повишаване на някои от напреженията върху базата на VT3 ще се подаде отпушващо напрежение и той ще прекрати изходния импулс на генератора, т.е. ще намали широчината му, като го свърже на маса през R4.
Tъй като изискванията към захранващото напрежение +5 V са по – строги (защото обикновено то захранва повечето схеми, изискващи образцово напрежение, от което зависи и грешката им в споменатия делител), резисторът, свързан към положителното напрежение е заменен с ценеров диод.
Втората причина VD4 да съществува е изискването за защита от късо съединение на изхода на електронния уред за измерване на капацитет, което понякога се получава.
Захранващото напрежение Ubat се осигурява от 4 елемента R6 по 1,5 V. При годни батерии, напрежението Ubat е между 6,6 и 4,4 V, а КПД на преобразувателя е съответно между 75 и 71%.
Изходните импулси на трансформатора се изправят от диодите VD2 и VD3 и се изглаждат от C5 и С6. Чстотата, с която работи генераторът, е между 51 и 78 kHz и затова еднопътното изправяне е напълно достатъчно за стабилността на изходните напрежения.
Практически са измерени следните технически показатели:
- безупречна работа при напрежения на захранване от 7 до 3,5 V, при което консумацията от батерията е от 13 до 63 mA;
- стабилност на изходните напрежения при консумация на ток, не по – голяма, от 35 mA за отрицателното и 50 mA за положителното напрежение.
Трансформаторът Т1 е навит от проводник с диаметър 0,3 mm за първичната и 0,15 mm за вторичните намотки, а сърцевината му е чашковидна, полузатворена, с външен диаметър 11,6 mm.

Инвертор на напрежение Антон Стоилов
Радио телевизия електроника 1998/2/стр. 12,13

На фиг. 1 е дадена схема на инвертор на напрежение от 12 V (постоянно) в 220 V (променливо).

Инверторът се състои от задаващ генератор, реализиран със симетричен мултивибратор (VT1, VT2), и силова верига (VT3 – VT8). Инверторът работи по следния начин: след включване на постоянното захранващо напрежение, задаващият генератор, съставен от транзисторите VT1 и VT2, резисторите R1, R2, R3 и R4, тример – потенциометъра RP и кондензаторите С1 и С2, започва да генерира управляващи импулси, които чрез елементите за връзка, резистора R5 и кондензатора С3 се подават на едното рамо на силовата верига и чрез резистора R6 и кондензатора С4 – на другото рамо. Когато в колектора на VT1 има сигнал с ниво лог. 1, а в колектора на VT2 – лог. 0, транзисторите VT4, VT6 и VT8 са отпушени и протича ток по веригата: положителния полюс на захранващия източник, намотката W1”, прехода колектор – емитер на транзистора VT8 и отрицателния полюс на захранващия източник. В този момент транзисторите VT3, VT5 и VT7 са запушени. В следващия момент в колектора на VT2 има сигнал с ниво лог. 1, а в колектора на VT1 – с лог.0. Тогава транзисторите VT3, VT5 и VT7 са отпушени и тече ток по веригата: положителния полюс на захранващия източник, намотката W1’, прехода колектор-емитер на VT7 и отрицателния полюс на захранващия източник. В този момент транзисторите VT4, VT6 и VT8 са запушени. По този начин върху изходния трансформатор се прилага променливо напрежение с правоъгълна форма и амплитуда, приблизително равна на захранващото напрежение. В резултат на създаденото магнитно поле в магнитопровода на трансформатора във вторичната намотка се индуктира електродвижещо напрежение, чиято стойност се определя от броя на навивките на вторичната намотка W2.
Диодите VD1 и VD2 служат за премахване на възникнали при работата на задаващия генератор смущения с отрицателна амплитуда, а диодите VD3 и VD4 служат за предпазване от пробив на мощните транзистори в силовата верига при работа на инвертора на празен ход (липса на товар във вторичната намотка на трансформатора).
Трансформаторът TV е навит на магнитопровод Ш36х36. Намотките W1’ и W1” са с по 28 навивки, всяка от проводник ПЕЛ 2,1 mm, а намотката W2 е с 600 навивки от проводник ПЕЛ 0,59 mm, като първо се навива намотката W2, a върху нея – намотките W1’ и W”, които е добре да се навиват едновременно за по – добра симетрия.

На фиг. 2а и б са показани графичният оригинал на печатната платка и разположението на елементите. Транзисторите VT5, VT7 и VT8 се монтират два по два на два отделни радиатора, за да се избегне използването на изолационни подложки. При монтажа на схемата е желателно да се монтира амперметър с обхват най – малко 10 А между положителния полюс на захранването и средната точка на намотката W1, kakто е показано на фиг. 1. Това се прави с цел визуално следене на големината на тока, протичащ през транзисторите на силовата верига, който не трябва да превишава 10 А при включен максимален товар във вторичната намотка. При липса на товар токът трябва да е по – малък от 5 А. Ако при включване на инвертора, токът е по – голям от 10 А и липсва товар, тогава някой от диодите VD3 и VD4 е пробил или е свързан неправилно. В случай, че ще са изправни и правилно свързани, тогава е пробил някой от транзисторите в силовата верига.
Настройката на инвертора се състои в настройване на задаващия генератор и се извършва чрез тример – потенциометъра RP с помощта на осцилоскоп или честотомер по следния начин: свързва се входът на осцилоскопа или честотомера в колектора на един от транзисторите VT1 или VT2 и се включва захранването на генератора: чрез RP се настройва честотата на генератора да бъде 50 Hz, a koгато настройката става с осцилоскоп, се следи и за правилната форма на правоъгълните импулси. Така настроеното устройство се монтира в подходяща кутия, на предния панел на която се монтират амперметърът, държач за предпазителя, прекъсвач за включване и изключване на задаващия генератор, контакти за включване на консуматорите и на захранващата акумулаторна батерия, а също така и индикаторите за включен акумулатор (червен) и за включен задаващ генератор (зелен). Така сглобеният и настроен инвертор може да захранва консуматор с мощност 100 W най – малко два часа при използване на акумулаторна батерия от 44 Аh.
Tози инвертор може да се използва и за захранване на по – мощни консуматори, при положение, че се увеличи захранващото напрежение. Това може да стане чрез последователно свързване на няколко акумулаторни батерии. В този случай трябва да се използва и по – мощен изходен трансформатор, който се оразмерява съгласно изчисленията, показани в [1].
ЛИТЕРАТУРА
1. Стефанов, Н.Й., Т.Атанасов, А. Маноилов. Наръчник по токозахранващи устройстеа. С., Техника, 1982.
2. Вълков, С.А. Импулсна техника. С., Техника, 1988.
3. Кондарев, Г.М., Т. Таков, Т. Москов. Справочник по полупроводникови прибори и интегрални схеми, С., Техника, 1988.
4. Пыжевски, А.М. Справочник по полупроводниковым приборам и их аналогам. М., Роби, 1992.

Безтрансформаторен двуполярен преобразувател на напрежение
Атанас Василев, Илия Богданов
Радио телевизия електроника 1986/7/стр.32,33

Съвременната преносима апаратура с акумулаторно захранване изисква от конструкторите резрешаването на редица проблеми. Един от тях е влагането и пълноценното използване на специфични унтегрални схеми, за които са необходими напрежения с различна полярност и стойност. Затруднението идва от факта, че повечето от преобразувателите на постоянно напрежение не задоволяват изискванията относно параметри като обем, коефициент на полезно действие и пулсации, определящи в голяма степен качествата на цялото устройство.

При изискване за малка консумация (до 3W) с успех може да се използва импулсният преобразувател, чиято схема е показана на фиг. 1. Схемата съдържа следните блокове: управление, ключови транзистори и капацитивни умножители.
Управлението на ключовите транзистори е реализирано с СМОS – интегралната схема К564ЛН1 (МС14502), съдържаща шест инвертора със стробиране и трето състояние. Изборът на тази интегрална схема се обуславя от допустимия изходен ток на инверторите в състояние лог. 0 на изхода – 15 mA при Есс = 15 V и големият обхват на захранващи напрежения. С инверторите DD1.1 и DD1.2 и елементите R1, R2 и С1 е реализиран генератор на правоъгълни импулси тип „меандър” с честота fг ~ 10 kHz. Управлението на ключовите транзистори VT1 и VT2 се осъществява от две противофазни поредици правоъгълни импулси. За да се предотврати протичане на ток от източника Есс през двата транзистора към маса, сигналите с ниво лог. 0 (фиг. 2) следват във времето през интервал tn. Паузата tn се формира от времезакъснителна група, реализирана с инвертора DD1.3 и елементите R3 и C2.

Времето на закъснение е избрано от условието:

tn = (0,05 дo 0,1)/fг

Импулсната поредица u1 се генерира с елементите R4, VD1 и инвертора DD1.5. Oсъществено е логическо умножение И-НЕ на импулсите от генератора и от времезакъснителната група. По същия начин се получава и импулсната поредица u2, но умножението е на съответните инвертирани импулси.
За нормалната работа на интегралната схема DD1 е нужно извод 16 да се свърже към Есс, а изводи 4,8 и 12 – към маса. Резисторът R6 е ограничителен.
Напрежението с положителна полярност +U се получава чрез удвоител, реализиран с диодите VD3 и VD5 и кондензаторите С3 и С6, а изходното напрежение –U/2 – чрез VD4, VD6 и С7. От него чрез удвояване се получава напрежението –U. Начините на прехвърляне на натрупаната в кондензаторите C3, C4 и C5 енергия обуславят и различието в схемите на двата умножителя [1].
Предимствата на описаната схема са: малък обем и тегло, липса на трансформатор или бобина, запазване на работоспособността в широк обхват от напрежения (Есс = 3 до 15 V) и температури. Чрез добавяне на умножителни каскади могат да се получат и други стойности на изходните напрежения. Разбира се това ще намали коефициента на полезно действие на преобразувателя вследствие на спада върху диодите на каскадите.
При захранване на устройството с напрежение Ecc = 12 V и с посочените на фиг. 1 стойности на елементите са получени следните резултати:
- изходни напрежения, V +19, -10, -18,5;
- изходни токове, mA 60, 20, 20
- KПД, % 80;
- консумация на празен ход, mA 3;
Използването на устройството за по – големи изходни токове налага замяната на транзисторите с такива със супербета или схема Дарлингтон.
ЛИТЕРАТУРА
1. Щербаков, В.И., Г.И. Гнездев. Электронные схемы на операционных усилителях. Киев. Техника, 1983 г.

Безтрансформаторен нисковолтов изправител Георги Кузев
Радио телевизия електроника 1987/5/стр. 37

Нисковолтов изправител за напрежение може да се построи по схемата, показана на фигурата, без да се използва понижаващ трансформатор и изглаждащ филтър. Изправителят е разчетен при захранване от променливотокова мрежа 220 V/50 Hz да дава ток до 20 mA при изходно напрежение 12 V.

Принципът на действие на устройството се състои в това, че електролитният кондензатор С1, със сравнително голям капацитет, се зарежда при положителните полупериоди от напрежението на мрежата, постъпващо на кондензатора

посредством токоограничителния резистор R1 и превключвателя (VD1, VS1), управляван от транзистора VT1. Захранващото напрежение на транзистора VT1 се подава от мрежата посредством резисторите R1, R2 и диод VD1. Колекторът на транзистора VT1 е свързан с управляващия електрод на тиристора VS1. В емитерната верига на VT1 е включен ценеровият диод VD2, подбран със стабилизиращо напрежение 11 V. Базата на VT1 посредством резистора R3 е свързана с кондензатора С1. При такава схема на свързване на управляващия електрод на тиристора VS1 ще се подава отпушващо напрежение с положителна полярност само когато напрежението на кондензатора С1 е по – ниско от 11,6 V. При това положение транзисторът VT1 e запушен и колекторният му ток е минимален. Ако обаче напрежението на кондензатора С1 стане 12 V, транзисторът VT1 се отпушва, неговият колекторен ток понижава напрежението на управляващия електрод на тиристора до стойност, недостатъчна за отпушването му. От това става ясно, че тиристорът VS1 ще бъде включван по – дълго или по – кратко време към променливото мрежово напрежение в зависимост от стойността на консумирания ток.
Бележка на редакцията: Необходимо е да се има предвид, че изправителят галванически е свързан с електрическата мрежа и поради това трябва да се спазват всички правила по техника на безопасността.

Преобразувател 12 V/~220 V С. Mихайлов
Млад Конструктор 1988/6/стр.6,7

Когато е необходимо да се захрани консуматор за 220 V, където няма прекарано електрозахранване ~220 V, може да се използва 12 V – ов автомобилен акумулатор и преобразувател 12 V/~220 V. Предлагаме ви лесна за иапълнение схема на такъв преобразувател, осигуряващ изходна мощност до 100 W, с който може да се захранват различни устройства: луминисцентни лампи, преносим телевизионен приемник, радиокасетофон или малка кафеварка. Използвана е схемна конфигурация от чуждестранния печат, в която полупроводниковите елементи са заменени с български. Това наложи промяна на стойностите на някои от пасивните елементи.

Принципът на работа на устройството се илюстрира с блоковата схема, показана на фиг. 1. Напрежението U (12 V) на акумулатора А се подава на преобразувателя П. Този блок включва задаващ генератор ЗГ, от който се получават две инверсни едно спрямо други напрежения с честота 50 Hz (колкото на промишлената захранваща мрежа). Напреженията от задаващия генератор ЗГ се подават на два еднотипни импулсни усилвателя У1 и У2, които от своя страна комутират

напреженията на двете първични намотки на трансформатора Тр. От вторичната намотка на трансформатора Тр се получава напрежение ~220 V, с което се захранва консуматорът К.

В принципната схема на преобразувателя (фиг. 2) задаващият генератор е изпълнен със стъпалата на транзисторите T7 и Т8. Те образуват симетричен мултивибратор, чиято честота се определя от стойностите на кондензаторите С2 и С3 и на съпротивленията на резисторите R12 и R13. Стойността на елементите са така подбрани, че честотата, че честотата на мултивибратора да бъде 50 Hz. Oсобеност на мултивибратора е използването на диодите Д1 и Д2, включени в базовите вериги на транзисторите. Със своята нелинейна волтамперна характеристика диодите намаляват стръмността на изходните импулси на мултивибратора, което в крайна сметка ограничава висшите хармонични трептения в изходното напрежение на преобразувателя.
Към двата изхода на задаващия генератор (колекторите на транзисторите Т7 и Т8) са включени два еднотипни усилватели, реализирани с по три транзистора. Резисторите R7 и R3 и съответно R6 и R2 осигуряват сигурно запушване на транзисторите Т4 и Т2 и съответно Т3 и Т1 при липса на управляващи импулси. Транзисторите Т1 и Т2 комутират напрежението на двете първични намотки w1 и w2 на трансформатора Тр. Диодите Д3 - Д6 предпазват транзисторите Т1 и Т2 от пренапрежението на самоиндукция, получено при прекъсване на тока през намотките на трансформатора. От
Вторичната намотка w3 се получава променливо напрежение ~220 V.
За защита от късо съединение на 12 V – вия захранващ източник е включен предпазителят Пр1, а за защита от късо съединение във вторичната намотка (~220 V) – предпазителят Пр2. За индикация на подадено напрежение с ключа К от 12 V акумулатор при затваряне на ключа К е включен светодиодът СД1.

Електронните елементи на устройството се монтират на печатната платка показана на фиг. 3а. Разположението на елементите върху обратната страна на платката е означено на фиг. 3б.
Трансформаторът Тр се навива върху Ш – образен магнитопровод със сечение 12 кв cm. Двете първични намотки се навиват еднопосочно и съдържат по 240 навивки от проводник ПЕЛ-0,65. Вторичната намотка се състои от 4400 навивки от ПЕЛ-0,11.
При монтирането на устройството трябва да се имат предвид някои особености. За да работи схемата добре, необходимо е транзисторите Т1 и Т2 да имат статичен коефициент на усилване по ток при схема общ емитер поне 10, Т3 и Т4 – по – голям от 20, а Т5 и Т6 – поне 100. На платката не са разположени някои от елементите, показани на фиг. 1. На лицевия панел на устройството се изнася светодиодът СД1, а ограничителният резистор R1 се включва между него и прекъсвача на входящото захранване К. Той трябва да се монтира на място, удобно за манипулиране. На лицевия панел се изнасят и гнездата на двата предпазителя Пр1 и Пр2 и контакт, в който да се включи щепселът на ~220 V – вия консуматор. В кутията на устройството освен платката трябва да се поместят и охлаждащи радиатори за транзисторите Т1 и Т2 (с обща площ за всеки от тях поне по 100 кв cm.
Изводите база и колектор на двата мощни транзистора Т1 и Т2 се свързват към платката в означените точки, а емитерите им се включват с многожилни проводници към отрицателния полюс на 12 V-овото захранване. Освен това колекторите на двата транзистора Т1 и Т2 трябва да се свържат към първичните намотки на трансформатора Тр (вж. Фиг. 1). Към входните клеми на първичните намотки на трансформатора Тр се запояват диодите Д3 и Д4, а към вторичната намотка – кондензаторът С4. Проводниците се подреждат на снопове и се оформят кабелни форми за по – прегледен монтаж.
При работа с устройството трябва да се спазват само надеждно изолирани стандартни кабели, щепсели и консуматори, тъй като изходното напрежение на трансформатора (~220 V) е точно толкова опасно за живота, колкото и напрежението на промишлената мрежа. Затова при работа по устройството и при захранване на консуматори от него трябва да се спазват всички правила на техника на безопасността, които се изискват при работа с напрежение ~220 V. Освен това не се допуска работа на устройството при отворени капаци на кутията, тъй като от откритите части под напрежение (спойки, клеми, изводи и др.) съществува опасност от поражение от електрически ток!

Импулсен стабилизатор с широчинно – импулсна модулация с МА709 и МА723
инж Б. Делев
Радио телевизия електроника 1977/7/стр. 18 – 21

Импулсните (ключови) стабилизатори на напрежение са подходящи за захранване на електронни апаратури с повишена консумация, които изискват стабилизирано напрежение, значително по – ниско, отколкото на захранващия токоизточник. Използването на постояннотокови стабилизатори с непрекъснато действие (линейни стабилизатори) при такива условия е нерационално поради големите загуби на мощност в регулиращия елемент.
Стабилизаторите, работещи в импулсен режим, се характеризират с висок КПД (75 – 90%), който слабо зависи от входното напрежение, имат малки размери и висока надеждност, обусловена от лекия температурен режим на работа. По коефициент на стабилизация на изходното напрежение, те не отстъпват на линейните, а при употребата на съвременни електронни елементи имат добри динамични характеристики.
Съществен недостатък на импулсните стабилизатори е повишеното ниво на пулсациите и импулсните смущения на изхода. Това до известна степен стеснява сферата на приложението им, особенно при захранване на чувствителни линейни схеми. Понякога обаче енергетичните съображения са определящи и употребата на импулсен стабилизатор е единствено възможното решение на въпроса за електрозахранването, особено за преносими електронни апаратури. В такива случаи, чрез познатите способи за филтрация и екраниране, смущенията се свеждат до необходимия минимум.

Различията в принципа на регулиране на двата стабилизатора накратко се изразяват в следното:
В линейните стабилизатори, обратната връзка въздейства на съпротивлението на регулиращия елемент в посока, компенсираща измененията на изходното напрежение.
В импулсните стабилизатори, обратната връзка отпушва и запушва регулиращият елемент (ключ) в необходимото съотношение

Q = (to + tз)/tз,

Kъдето:
to - e времето, през което ключът е в отпушено състояние;
tз - в запушено.
Сборът на to и tз съответства на периода на комутациите Т.
Възможни са следните способи за изменение на съотношението Q в стабилизаторите с импулсно действие:
- изменение на продължителността на включеното to и изключеното tз състояние на ключа при постоянен период на комутация Т (широчинно-импулсна модулация – ШИМ);
- изменение на периода Т при запазване продължителността на една от величините to и tз (честотно импулсна модулация – ЧИМ);
- комбинирано използване на ШИМ и ЧИМ.
Ще разгледаме импулсен стабилизатор, построен на принципа на ШИМ. На основата на тази схема може да бъдат построени стабилизатори за различни изходни напрежения (напр. от 5 V до 15 V) при консумация до 5 А.
Функционалната схема на стабилизатора е дадена на фиг. 1.

Освен класическата, за тази схема силова част, включваща регулиращия елемент (ключ) и изглаждащия филтър Д, L и G, в схемата още влизат генератор на трионообразно напрежение, модулатор, реализиращ ШИМ, и усилвател на разликата, който непрекъснато сравнява изходното напрежение на стабилизатора с опорното напрежение и усилва линейно разликата между тях. Полученият постояннотоков потенциал Up се подава на единия вход на модулатора. На другия му вход постъпва трионообразно напрежение, чиято моментна стойност непрекъснато се сравнява с потенциала на другия вход. Това значи, че блокът за ШИМ работи също като компаратор, но поради значителна динамика на напрежението на единия вход с различен знак спрямо относително постоянното напрежение на другия вход, на изхода на модулатора се получава правоъгълно напрежение. Съотношението на времетраенето на импулсите to към интервала между тях tз е пропорционално на напрежението Uр, което в случая се явява модулиращо.
Ако приемем, че в даден момент напрежението на изхода на стабилизатора се е повишило с няколко миливолта спрямо опорното, потенциалът Up на изхода на усилвателя на разликата ще се понижи с няколкостотин миливолта. В резултат моментната стойност на трионообразното напрежение на единия вход на модулатора се сравнява на по – ниско ниво, което го кара да се запушва по – рано (фиг. 2б).

Тъй като правоъгълното напрежение на изхода на модулатора управлява проводимостта на ключа, той остава по – дълго време запушен, което компенсира споменатото нарастване на изходното напрежение на цялата схема.
Разбира се, този процес е непрекъснат и веригата за управление на ключа може да се разглежда като затворена следяща система.

На фиг. 3 е дадена принципната схема на стабилизатора. Той има следните основни характеристики:
- изходно стабилизирано напрежение Ест 12 V
- номинален ток в товара Iтн 2 А
- минимален ток в товара Iт.min 0,5 А
- максимален ток в товара Iт.max 2,5 A
- номинално входно напрежение Евх 24 V
- обхват на изменение на Евх 15 – 35 V
- KПД (за Iт = 2 А) 30 – 85%
- коефициент на стабилизация 2*10Е-2 (Е-2 = 10 на минус втора)
- изходно съпротивление 5 – 25 mOm
- пулсации на изхода Sd < 0,1%
- честота на комутациите fk 7,5 kHz

Стабилизаторът е построен основно на три интегрални схеми – два операционни усилвателя и една схема на стабилизатор на напрежение. Използвани са МА709 и МАА723. Първата може да бъде заменена с МАА501-502 (ЧССР), К1YT531 (СССР) и др., а схемата МАА723 (ЧССР), К1ЕН421 (СССР) и др.
С единия операционен усилвател ИС1 е построен мултивибратор, генериращ краткотрайни импулси с честота на следване около 7,5 кHz (фиг. 2а). Схемата се захранва от напрежение, стабилизирано с ценеровите диоди Д1 и Д2, които служат и за получаване на изкуствена “нула”, необходимо условие за нормална работа при униполярно захранване.
С транзистора Т1 е построена схема за формиране на трионообразно напрежение по известен способ на зареждане и разреждане на кондензатор (в случая С6).
С ИС2 е построен усилвателят на разликата. На неинвертиращия му вход се подава част от изходното напрежение, снето от резисторния делител R22, R23, R24. На инвертиращия вход се подава опорно напрежение от краче 4 на ИС3. С тази връзка се избягва необходимостта от отделна схема за опорно напрежение. Схемата МАА723 има отделен извод на термокомпенсирано еталонно напрежение, получавано в отделна схема с участието на стабилитрон на 6,2 V с ТКН +2,1 V/ C.
Koндензаторът С7 и резисторът R9 намаляват усилването на операционния усилвател за променливия ток, с което се повишава устойчивосстта на стабилизатора срещу паразитни колебания. С такава цел е включен и кондензаторът С10.
Напрежението от средната точка на резисторите R11 и R12 се подава на неинвертиращият вход на диференциалния усилвател, вграден в ИС3 (пълната схема на МАА723 е описана в кн. 9/76 г. на списанието). На инвертиращия вход на ИС3 се подава трионообразно напрежение от т.Б. Поставен в режим на сравняване, диференциалният усилвател изпълнява ролята на модулатора от схемата на фиг. 1. Той управлява двойката съставни транзистори, вградени също в ИС3. Последният от тях управлява проводимостта на съставните транзистори с допълнителна симетрия Т2 и Т3. По този начин се образува четворка съставни транзистори, изпълняващи ролята на ключа в силовата част на стабилизатора.
Дроселът L1 е навит в затворено феритно тяло с фактор на индуктивността AL = 250. Изборът на по – голям AL води до влошаване на параметрите на стабилизатора, тъй като не осигурява линейно нарастване на тока през дросела за целия диапазон на изменение на товарния ток.

От голямо значение за основните характеристики на стабилизатора е правилният избор на ключовия транзистор Т3 и комутиеращия диод Д4. За да се осигури минимално значение на t3 и висока стръмност на фронта на импулсите в т. Г, е необходимо Т3 и Д4 да имат съответно висока гранична честота и малко време за възстановяване на обратното съпротивление trr. Може да се каже, че по отношение на КПД резултатите, получени с диоди от типа SFR135, са

Самоосцилиращи импулсни стабилизатори на постоянно напрежение с МАА501 и МАА723 (К1ЕН421) инж. Б. Делев
Радио телевизия електроника 1977/8/стр. 17-20

В импулсните стабилизатори (ИС) най – често се използват два основни принципа за управление на регулиращия елемент – широчинно-импулсна модулация (ШИМ) и честотно-импулсна модулация ЧИМ. В бр. 7 на 1977 г. на списанието бе разгледан стабилизатор, работещ с ШИМ. Тук се спираме на стабилизаторите, в които се осъществява комбинирана ШИМ и ЧИМ при работа в режим на автоколебания (в съветската литература са известни като „релейни” стабилизатори).
Наличието на съвременни електронни елементи дава богати възможности при конструирането на самооцилиращи ИС. Появата на съвременни електронни елементи дава богати възможности при конструирането на самоосцилиращи ИС. Появата на монолитни интегрални схеми направи възможно не само да се подобрят параметрите на стабилизаторите, но и те да имат по – опростена схема и по – компактна конструкция.
Ще разгледаме практически cхеми на самоосцилиращи ИС, построени на линейни интргрални схеми от най – достъпен тип. Ще се ограничим да дадем само схеми на стабилизатори работещи от един захранващ токоизточник, напрежението на които е по – високо от желаното стабилизирано напрежение.

На фиг. 1 е показана опростена принципна схема на самоосцилиращ ИС, в който силовата част е съставена от ключовия транзистор Т1 и обичайния за тези схеми изглаждащ филтър Д1, L1 и C1. Опорното напрежение Еоп се подава на неинвертиращия вход на операционния усилвател (ОУ), управляващ проводимостта на транзистора Т1. Чрез резисторния делител R1, R2 се осъществява положителна обратна връзка, в резултат на което в стабилизатора възникват автоколебания с висока честота. Инвертиращият вход на ОУ е свързан с изхода на стабилизатора. По същество това е верига за отрицателна обратна връзка по висока честота. Накратко работата на схемата може да се обясни така: в момента, когато на инвертиращия вход на ОУ постъпи напрежение Еизх, по – малко от опорното, транзисторът Т1 се отпушва. Напрежението на входа на изглаждащия филтър се повишава. Чрез веригата за положителна обратна връзка R1, R2 напрежението на неинвертиращия вход започва да нараства до стойност, малко по – висока от тази на опорното напрежение.
Тъй като ОУ работи като компаратор, изходното му напрежение със скок се понижава почти до нула, предизвиквайки запушване на регулиращия транзистор Т1. Следствие на това е повторното намаляване на изходното напрежение под стойността на опорното. Процесът се повтаря, като е налице колебание на напрежението на изхода на схемата около опорното с честота, равна на честотата на установените автоколебания. Това колебание представлява пулсациите на изхода, които не могат да бъдат избягнати поради самия принцип на действие на ИС. Големината на пулсациите зависи от kaчествата на филтъра и чувствителността на компаратора. Тъй като в интегрално изпълнение същият се отличава с висока чувствителност, пулсациите на изхода са в рамките на десетки или единици миливолта.
Честотата на превключване на регулиращия транзистор се определя от редица фактори: параметрите на филтъра, съпротивлението на товара, входното напрежение, чувствителността на компаратора, елементите за обратна връзка и т.н. Тъй като някои от тези фактори се изменят при експлоатацията на стабилизатора, работната честота се променя в известни граници. Едновременно с изменението на честотата настъпва и промяна в съотношението на времетраенето на отпушеното и запушеното състояние на ключа, т.е. възниква ШИМ.
Промяната на честотата на автоколебанията при стабилизаторите от този тип може да бъде нежелана при определени условия на използване. Това обстоятелство може да се счита като техен недостатък.
Сравнен с ИС с ШИМ, разглежданите стабилизатори са по – надеждни главно поради по – опростената схема, но по електрически характеристики им отстъпват в известна степен. Например промяната на работната честота при едни и същи параметри на изглаждащия филтър е свързана не само с увеличаване на пулсациите, но и с известно ограничаване на динамичния обхват, особено по отношение на максималния ток в товара.
На фиг. 2 е показана принципната схема на ИС, построен по описаната схема на фиг. 1. Като регулиращ елемент се използва двойката транзистори с допълнителна симетрия Т3, Т4. Тяхната проводимост се управлява чрез транзистор Т2, работещ също в ключов режим. За добрата форма на правоъгълното напрежение на входа на изглаждащия филтър спомагат минималната честотна корекция на ОУ и високата гранична честота на използваните транзистори. За повишаване стабилността на изходното напрежение, токът през ценер – диода Д1 (около 7-8 mA) е стабилизиран чрез полевия транзистор Т1. Тъй като максимално допустимото напрежение на входа на ОУ е по – малко от 7 V, избран е диодът Д1 с по – ниско напрежение.
Положителната обратна връзка се осъществява чрез високоомния резистор R3. Tочното нагласяване на изходното напрежение се извършва с потенциометъра R10.
На фиг. 3 е дадена принципна схема на ИС, в която е използвана монолитна интегрална схема МАА723 – стабилизатор на постоянно напрежение. Тъй като тя включва източник на опорно напрежение, усилвател с диференциален вход и регулиращи транзистори, цялостната схема на ИС се оказва твърде опростена.
Опорното напрежение се снема от краче 4 и чрез резисторния делител R1, R2, R3 се подава на неинвертиращия вход на усилвателя (краче 3). Същевременно на инвертиращия вход се подава изходното напрежение на стабилизатора. Положителната обратна връзка се осъществява чрез резисторния делител R4, R5. Защитата от недопустим ток и късо съединение на изхода включва транзистора Т3. С посочените стойности на елементите, действието на защитата започва за товарен ток, по – голям от 2,3 А. При късо съединение в товара, токът, консумиран от токоизточник с напрежение 24 V, не превишава 30 mA.
Разглежданите схеми могат без съшествени изменения да работят в режим на ШИМ чрез възбуждане от външен генератор на правоъгълно напрежение. Необходимото за тази цел напрежение (25 – 30 mV) с форма, близка до триъгълната, се получава чрез включване на звеното C5, R13, C6 (фиг. 3) към неинвертиращия вход на ОУ. Резисторът за положителна обратна връзка R5 се премахва.
Трябва да се има пред вид честотата на възбуждащия генератор да бъде по – висока от тази, определена от съставните елементи на схемата в режим на автоколебания.
При тези схеми добри практически резултати се получават за честоти около 6 – 10 кHz. Работата на честоти, по – високи от 15 – 20 кHz, се ограничава от ниските честотни свойства на диода Д1 и повишените загуби с дросела L1. За получаване на по – висок КПД и работа в надтоналния честотен обхват е необходима употребата на силови елементи с по – добри импулсни качества и по – специално изпълнение на филтровия дросел.

На фиг. 4, 5, 6, 7, 8 и 9 са дадени експериментални резултати, получени при измерване на електрическите характеристики на схемите от фиг. 3 (измерванията за КПД са направени при резистор R11, даден на късо).

Конструктивното оформление на същия стабилизатор се пояснява от фиг. 10 и фиг. 11 (мащаб 1:1). Първата може да служи като графичен оригинал при изработката на печатната платка. Ето и някои подробности за използваните детайли:
L1 – топфкерн, типоразмер 26 х 16, материал манифер 183, Al = 160 или 250;
С1 – тип КЕА II/63 V;
C2 – тип КМПТ-Пр-90/63 V;
C3 - тип ККрД II/63 V;
С4 – два кондензатора тип КЕА II по 470/16 V;
R2 – тример-потенциометър С5-2 (СССР) или РДСПР-2 (НРБ);
R11 – жичен резистор С5-16Т (СССР) 1W.
Всички останали резистори са тип МЛТ-0,25 W (или СММ – 0,25 W).
Резисторът R3 се монтира вертикално, а резисторът R9 – от към страната на опроводяването. Неизползваните крачета 1 и 10 на ИС1 се изрязват или подгъват. В отворите за вход и изход на схемата и за връзка на Т2 с печатната платка се поставят нитчета с фи 2 mm. Транзистор Т2 е монтиран на плосък дуралуминиев радиатор с размерите на платката и на разстояние 5 – 10 mm от нея.
Предлаганите схеми на самоосцилиращи ИС са само пример за практическо изпълнение на стабилизатори от такъв тип. Голямото разнообразие на тези схеми се дължи както на широките възможности при избор на електронни елементи, така и на разнообразните изисквания, продиктувани от условията за експлоатация.
ЛИТЕРАТУРА
1. Штильман, В. И. Микроэлектронные стабилизаторы напряжения.- Изд. „Технiка”, Киев, 1976.
2. Виленкин, А. Г. Импульсные транзисторные стабилизаторы напряжения.- Изд. „Энергия”, 1972.
3. Грейвер, Е. С. Ключевые стабилизаторы напряжения постоянного тока. – Изд. „Связь”, Москва, 1970.

Особености на работата на мощни транзистори в импулсен режим при индуктивен товар доц. к.т.н. инж. Н.Кунев, н.с. инж. К.Раданов Радио телевизия електроника 1981/3/стр.8-11

2Стабилизиран импулсен преобразувател на напрежение инж. П. Чаков Радио телевизия електроника 1981/2/стр. 20-22

Статия 115_19: Импулсен стабилизатор на напрежение за 5V/6A, Бордови електронни устройства, Импулсен преобразувател на мрежово напрежение с управляващо устройство, Особености при проектирането на импулсни стабилизатори на напрежение с интегралната схема В260D, Токозахранваща система за служебна връзка в цифрови линейни трактове, Tранзисторен импулсен стабилизатор на напрежение + 5 V.

Статия 115_20: Импулсен стабилизатор на напрежение, Импулсен стабилизатор на напрежение, Токозахранващо устройство +/-5 V/45 mA, Импулсен преобразувател на напрежение, Стабилизиран токоизправител със защита от късо съединение, Електронен преобразувател на напрежение, Приложение на интегрални стабилизатори на напрежение в импулсни стабилизиращи схеми -Справочник, Приложни схеми на импулсни стабилизатори, осъществени със специализирани интегрални схеми - Справочник.

Материалите подготви за сайта:

Иван Парашкевов

e-mail: ivanparst@dir.bg

главна страница напред горе