Легендата “QUAD” инж. Димитър Костов
Радио телевизия електроника 2001/1/стр. 12-14, 19- 21
По желание на група Hi-Fi любители от Варна редакция та на сп. РТЕ
поръча тази статия на дългогодишния си сътрудник Димитър Костов, който
отдавна се занимава с реализацията на мощни нискочестотни усилватели.
Тук са дадени няколко схеми от този тип. Надяваме се да удовлетворим
интересите на нашите читатели на тази тема.
За професионалистите и любителите отдавна е позната схемата на мощния
Hi-Fi усилвател „Quad 405”. Звукът на този „фамозен” усилвател се
доближава почти напълно до ламповите мощни усилватели, но без да
притежава техните сравнително високи коефициенти на хармонични
изкривявания.
Този коефициент на хармонични изкривявания мнозина неправилно го наричат
коефициент на нелинейни изкривявания, което не е съвсем вярно, защото
нелинейните изкривявания са фактически общите нелинейни изкривявания, а
за тях може условно да се каже, че са сума от два компонента –
хармонични и динамични нелинейни изкривявания. Известно е, че
съвременните мощни усилватели, реализирани с транзистори и интегрални
схеми са с много ниски хармонични нелинейни изкривявания, които са лесно
отстраними с изменение на дълбочината на на общата ООВ. Оказва се обаче,
че ламповите усилватели „губещи” по отношение на „хармоничните нелинейни
изкривявания” водят пред реализираните с транзистори и интегрални схеми
мощни усилватели с малките си коефициенти на динамични нелинейни
изкривявания. Понежи методите за намаляване на хармоничните и
динамичните нелинейни изкривявания са противоречиви, обикновено в
съвременните усилватели се правят компромиси, които водят до
елементарните заключения на много професионални музиканти и „слухари”,
че ламповите усилватели са „върхът” и имат най – добрия звук!
Точно това е избегнато в схемата, разработена от британската фирма
Acoustical Manuacturing Company още в средата на 70 – те години на 20
век!
Принципът на реализацията на тази схема е описан подробно в [1]. Първата
информация в радиолюбителските Hi-Fi кръгове у нас за “Quad - 405” се
получи чрез [2]. Статията е написана от О. Решетников и е озаглавена „Снижение
искажений в усилителях мощности”. Схемата структурно повтаря тази на
базовия „Quad - 405”, но е с по – малка входна чувствителност.
Техническите характеристики на този усилвател са следните:
- Номинален честотен обхват при неравномерност на АЧХ +/-1 db – 20 Hz –
20 kHz;
- Изходна (номинална) мощност в номиналния честотен обхват върху товар 8
Om при коефициент на хармонични изкривявания 0,02% - 30 W;
- Изходна мощност (както по – горе), но върху товар 4 Om – приблиз. 45
W;
- Чувствителност, необходима за номинална мощност – 200 mVrms;
- Ниво на собствените шумове – 75 dB.
Схемата на усилвателя, предложена от О. Решетников, е дадена на фиг. 1.
Чувствителността му може да се намали до 0,775 mVrms, като R5 = 100 kOm
и С3 = 150 nF.
 |
Mощните драйверни транзистори на изходното стъпало се монтират на
радиатор с обща площ > или = 900 кв. sm, като се изолират от радиатора
със слюдени подложки.
Интересното е, че „Quad – 405” и неговите варианти работят в режим клас
В на изходното стъпало.
В началото на 1983 г. в изданието на „Радиоежегодник” на редакцията на
руското списание „Радио” беше публикувана отново схемата на О.
Решетников с по – разширен коментар [3].
В унгарското радиолюбителско списание „Radiotechnika” беше публикувана
версия на “Quad – 405” с възможност за използване на по –разпространените
операционни усилватели, които обикновено са неприложими в традиционните
Hi-Fi апаратури – мюА709С и LM 101/201/301 [4].
Taази публикация за времето си бе най – близка до английския прототип по
технически параметри, а именно:
- Изходана мощност върху RL = 8 Om/100 W;
- Koeфициент на хармонични изкривявания Кh прибл. = 0,007%;
- Входна чувствителност за постигане на изходна мощност Pout = 50 mV.
Схемата на унгарската версия на “Quad - 405” е дадена на фиг. 2.
 |
Печатната платка на усилвателя от фиг. 2 е дадена на фиг. 3, а монтажната схема – на фиг. 4. На фиг. 5 са дадени данните за навиване на бобините L1, L2 и L3.
 |
 |
В схемата от [4] (фиг. 2) e “спестено” съпротивлението, ящо
“сигналната” от „силовата” маса, както това е направено и в руския
вариант на фиг. 1. При тази разработка се допуска и намаляване на
мощността върху товара с корекция на стойностите на някои резистори и
намаляване на захранващите напрежения от +/-50 на +/-30 V.
При използване на схемата мюА709 за IC1 е необходимо R9 = 0 Om, не се
поставя R11, при LM301 R9 = 220 Om, R10 = 1,8 kOm, R11 = 1,8 kOm, не се
поставят R19, C9, C5.
Следващата публикация на тема „Quad” беше отново в списание „Радио” с
автор Ю. Солнцев [5].
Усилвателят, както и този от фиг. 1 има чувствителност 200 mV, а
изходната мощност е 70 W върху товар 4 Om. Новостите в тази разработка
са:
- изходно стъпало с комплементарни мощни транзистори тип Дарлингтон;
- устройство за защита на озвучителните тела в съответния канал.
По – големи подробности относно платката, монтажната схема и настройката
на схемата от фиг. 6 може да се открият в [5] и [6]. Вместо ОУ К527УД1А
може да се използват TL071 или LF357.
Същата схема като в [5] беше препечатана в приложението на бр. 9 и 10 на
сп. „Млад Конструктор” от 1988 г. с кратко обяснение [7].
В списание „Радио, телевизия, електроника” беше разгледан „Quad 405”
[1]. Прави впечатление добро познаване на материята от автора, но има и
някои допустими грешки.
Разработката от [1] очевидно е заимствана от [4] и базовия вариант на
„Quad 405” от [9]. Oтново е използван ОУ мюА709С. Предимството на [1] e,
че се използва R2 за развързване на „сигналната” от „силовата” маса.
Допуснати са грешки в означаването на фиг. 1 от [1] на С7, С8, С11, С22
и С23, като числово стойностите са верни, но дименсията е не както е
напечатано „n”, т.е. „nF”, a e “pF”.
Резисторът R20 е със съпротивление 500 Om, но мощността му не трябва да
е по – малка от 4 W. По – лесното решение е R20 да се замени от два
паралелно свързани 5%-ови резистора със стойност 1 кOm/2W.
Трябва да се посочи, че резисторите R35 и R36 са за мощност минимум 5 W.
Moнтажната схема от фиг. 2 и печатната платка от фиг. 3 (виж [1] са
верни и изпълними, защото по тях беше изготвен работещ усилвател (стерео)
с по – горе посочените корекции от инж. Петьо Дакев и инж. Й. Имануел.
Конструкцията потвърди техническите характеристики, дадени в края на
[1].
Базовият (първоначален) модел на “Quad 405/405-2” е изготвен по схемата
от фиг. 7, като в оригинал отдолу под схемата е дадена таблица за
стойностите на елементите и допустимия им толеранс [8].
 |
R2 е със съпротивление 10 Om/5 W/+/-5% и я Б „сигналната” от „силовата”
маса.
В оригиналната схема бобините са само две: L2 и L4. Навиват се върху
тяло с фи 8 mm в два слоя с проводник ПЕЛ – фи (1-1,5) mm и трябва да
имат следните индуктивности:
L2 – (3-3,3) мкH и L4 – (22-24) мкH.
На фиг. 8 е дадена печатната платка, а на фиг. 9 – монтажната схема.
 |
Авторът е направил и изпробвал унгарската и британската разработки от
фиг. 2 [4] и фог. 7 [8] с по – малко захранващо напрежение +/-30 V и
понижена мощност прибл. = 45 W.
Оказа се, че между двете разработки има малки разлики при проверка на
техническите характеристики. Потвърди се, че схемата от фиг. 7 е с по –
малък коефициент на нелинейни изкривявания, отколкото тази от фиг. 2.
Авторът притежава схемите и на следващите модели на “Quad”, и по –
специално на “Quad 520” (за 250 W/8 Om) и “Quad 606” (350 W/8 Om), като
в тях се ползва идеята за „правата” връзка и променливотоковия мост.
Един колега на автора – инж. К. Прибойски – експериментира „Quad 520” с
ОУ тип LF357 и транзистори KD503 в изходното стъпало и потвърди високите
му технически характеристики при голямата мощност (250 W).
През 1989 г. в Русия беше публикувана книгата „Функциональные узлы
усилителей высококачественного звуковоспроизведения” [11] с автори Д.
Атаев и В. Болотников, където е отразена поредната руска версия на „Quad
405”, която вече максимално се доближава до оригинала от [9].
Авторът препоръчва на интересуващите се от „Quad” да прочетат всички
материали от използваната литература.
Накрая искам да изкажа благодарност на ст.н.с. II ст. д-р инж. М.
Шаферски и ст.н.с. II ст. д-р инж. Т. Страшимиров, които ми оказаха
неоценимо съдействие при събирането и подготовката на материала за тази
статия.
ЛИТЕРАТУРА
1.Лолов, П. Висококачествен краен усилвател.- Радио, телевизия,
електроника, 1989, N111, с. 10 – 13.
2. Решетников, О. Снижение искажений в усилителях мощности.- Радио,
1979, N12, с. 40 – 42.
3. Радиоежегодник, 1983, с.93 – 101.
4. Radiotechnika, 1983, N9 (Унгария).
5. Солнцев, Ю. Высококачественный усилитель мощности, Радио, 1984, N5.
6. Солнцев, Ю. Высококачественный усилитель мощности – Возвращаясь к
напечатанному. – Радио, 1984, N 12, с. 44 – 46.
7. Млад Конструктор, 1988, N9-10, Приложение, подготвено от А. Янакиев.
8. Walker, P.J. Current dumping audio amplifer, Wireless World, 1975,
Dec. (Vol. 81, 1480).
9. Vander Kooy, J., S.P. Lipshiz. Current dumping does ot really work?,
Wireles World, 1978, June (Vol. 84, 1510).
10. Black, H. US Pat 1, 689, 792, 9th Oct. 1929.
11. Aтаев, Д.И., В.А. Болотников. Функциональные узлы усилителей
высококачественного звуковоспроизведения. М., Радио и связь, 1989.
12. Quad 405. Current Dumping Amplifier. Instruction book.
Отстраняване на ефекта „транзисторно звучене” при мощните НЧ
усилватели
Инж. Димитър Костов, инж. Владимир Тодоров
Радио телевизия електроника 2000/5/стр.3-6
Заклетите слушатели меломани, музиканти и звукорежисьори отдавна са
забелязали, че съществува разлика в звученето на ламповите и
транзисторните, мощни НЧ усилватели. Сравнявайки ги по всички нормални
параметри, транзисторните имат не по – лоши, а в някои случаи са и с по
– добри показатели от ламповите. В зависимост от качествата на
усилвателя и от останалите елементи на звуковъзпроизвеждащата система се
появява т.нар. „транзисторен тон” или „транзисторно звучене”. То се
проявява при изкривявания на естествения тембър на музикалните
инструменти и накратко може да се характеризира със загуба на
естествената „гъвкавост”, „лекота” и недостатъчна прозрачност на
звуковия тон, а също и със специфичното възпроизвеждане на ВЧ съставки,
изразяващо се с усещането, че те преминават със затруднение през
звуковъзпроизвеждащия тракт.
Изследвания, проведени от руски учени неотдавна с цел да се изяснят
причините за появата на „транзисторния тон”, показват, че този ефект при
различни усилватели от един и същи клас се проявява съвсем нееднакво.
Изследователите са направили класификация на усилватели, подредени в
низходящ ред според влошаване на звученето и засилване на „транзисторния
тон”. Окончателната констатация на руските специалисти е, че появата на
транзисторния тон” е свързана с коефициента на нелинейните изкривявания,
като се прави уговорката, че всички останали параметри на усилвателите
са еднакви.
Тази констатация се потвърждава от резултатите на редица западни
изследователи [1,2,3], показващи силното влияние на нелинейността на
амплитудната характеристика, оценявана по коефициента на нелинейните
изкривявания на сигнала. Трябва да се отбележи, че не само нелинейните
изкривявания влияят неблагоприятно върху качеството на
звуковъзпроизвеждането. В много по – голяма степен дял имат
комбинационните съставки на спектъра на сигнала, възникнали от
нелинейностите на амплитудната характеристика при едновременно усилване
на сигнали с различен честотен спектър [4].
Руските специалисти споменават, че са провели изследвания на изходните
сигнали, близки до параметрите на професионалния усилвател ЕА 057 (производство
на Унгария), използвайки го като еталон, и на усилватели, произвеждани в
Русия, реализирани с транзистори. Комбинационните съставки са изследвани
според препоръките на МЕК за измерване на т. нар. ТIM изкривявания
(Transient Intermodulation Distortion) при подадени на входа на
усилвателя сигнали с честоти 3,18 кHz и 15 кHz и с еднакви амплитуди
осигуряващи изходна мощност с ниво с 3 dB по – малко от номиналното.
Резултатите от изпитванията са потвърдили теоретичните предположения, че
изходният сигнал при транзисторните усилватели е по – богат на хармоници
(до около 11-я хармоник), отколкото ламповия (спектър до петия хармоник),
което оказва влияние върху субективното възприятие на звуковата картина.
Освен това се оказва, че при транзисторните усилватели, спектърът на
комбинационните честоти е „по – плътен” от този при ламповите усилватели.
Известно е, че музикантите и професионалистите акустици предпочитат
ламповите усилватели на мощност. Това се обяснява с появата в спектъра
на усилвания сигнал на продукти от взаимодействието на висши хармоници с
малка амплитуда с нискочестотни хармоници с голяма амплитуда, като към
тях се добавят и други „мощни” съставки. Тези особености в спектъра на
хармоничните и комбинационните съставки, според авторите са едни от
главните причини за появата на „транзисторното звучене”.
От казаното дотук следва очевидният извод, че нормите за коефициента на
нелинейни изкривявания (КНИ) за ламповите усилватели са неприложими при
транзисторните изходни стъпала, защото при тях допустимият КНИ трябва да
е значително по – малък. Същото може да се каже за коефициента на
интермодулационни изкривявания. Като се имат предвид трудностите за
целенасочено въздействие върху широчината на спектъра на хармоничните
съставки на полезния сигнал, единственият метод за борба с „транзисторния
тон” е намаляването на КНИ до такава стойност, при която влиянието на
спектъра на сигнала субективно да не се усеща. Затова е необходима
методика за оценка на нелинейните изкривявания, позволяваща еднозначно
да се определи прагът, под който „транзисторното звучене” не се проявява.
Споменатият метод за оценка на качествата на усилватели с помощта на TIM
изкривяванията не се отличава съществено от добре познатия спектрален
метод, но не може да се прилага в практиката, защото изисква нова
специализирана измервателна апаратура. Ако се спазят изискванията,
посочени в [6], едносигналният метод е напълно приложим за оценка на КНИ
във всяка звукотехническа система с равноимерна АЧХ, което е лесно
осъществимо при висококачествените Hi-Fi усилватели. Затова се счита, че
при тях може да се използва този метод. Резултатите, приведени по – долу,
са получени при експерименти, изпълнени, по едносигналния метод. Поради
присъщата на транзисторите нелинейност, изграждането на усилватели без
въвеждане на специални мерки за намаляване на нелинейните изкривявания е
невъзможно. Най – голям ефект за намаляване на КНИ има въвеждането на
дълбока ООВ.
Авторите са изпробвали два варианта на схеми, даващи изключително добри
резултати:
1. Вариант на усилвател с дълбока ООВ от типа „транзисторен Маршал”.
2. Вариант на усилвател с права връзка и променливотоков мост от типа
„Quad-405-2”.
Ще се запознаем с усилвателя с дълбока ООВ тип „Маrshal”.
За да се избегнат редица неприятности, с които всеки конструктор се
среща при разработването на изходни стъпала с дълбока ООВ [6,7],
необходимо е да се спазва следното:
- намаляване на броя на стъпалата, обхванати от общата ООВ;
- използване на компенсиращи вериги за премахване на четните хармоници в
някои от стъпалата;
- въвеждане на местни ООВ.
Най – близо до посочените изисквания е усилвателят на мощност,
разработен и реализиран с транзистори от У. Маршал-Лийч [8]. Този
усилвател беше сравнен с лампови усилватели и един руски транзисторен
усилвател от висш клас, превъзхождащ нашите „Студио-2” и „Студио-3”,
като резултатите са отразени в табл. 1.
 |
При изпитванията, усилвателите бяха включвани по блоковата схема от фиг.
1, където U1 е студиен магнитофон, Z1 – многолентов честотен изравнител
(еквалайзер), А1 и А2 – сравнявани по качеството на звученето усилватели.
За да не се наруши качеството на експеримента, бяха избегнати елементи
за честотно яне в озвучителните тела, внасящи фазови изкривявания,
които може да повлияят върху качеството на звуковъзпроизвеждането на
стереофонични фонограми. Тонколоните (собствена конструкция) бяха с
високоговорители, произведени от фирмата „Gudmans”, характерни с малките
си нелинейни изкривявания в честотния обхват 30 Hz – 16500 kHz. Като
източник беше използвана програма, записана на студийна апаратура върху
лента А46615-6Р при скорост 38,1 cm/s и висококачествени грамофонни
плочи, просвирени с динамична доза МS – 30 на “Ortophon”, вградена в
грамофонно шаси XL-1550 на “Pioneer”. За да се избегнат претоварвания,
на входовете на усилвателите се подава такова ниво, че дори и при пикове,
изходната мощност всякога беше с 3 dB по – ниска от номиналната.
При прослушванията се установи превъзходството на усилвател N 1, пред
усилватели N 2 и N 3 в „чистотата и прозрачността” на звуковата картина
в предаването на висшите съставки от звуковия спектър. Освен това, за да
се получи примерно еднакво балансирано (по тембър) звучене,
характеристиката на еквалайзера за усилвател N 1 беше равномерна, докато
при работа с усилвател N 2 се изискваше подем +10dB в честотния интервал
от 1 до 16 кHz. Усилвател N 3 oтстъпваще по качество на
звуковъзпроизвеждането на всички останали.
За ламповите усилватели с номера 4 и 5 не се постигна единно становище,
но се подчерта, че те нямат никакво превъзходство над усилвател N 1. Във
връзка с това бяха проведени допълнителни изпитвания на усилвател N 1 за
липса на „транзисторно звучене”, като той беше включен в система на
двулентов лампов звуковъзпроизвеждащ комплекс с електромеханична обратна
връзка (ЕМОВ) във всички канали и с лента на пропускане (по звуково
налягане) 16 Hz до 25 кHz.
Блоковата схема на постановката е дадена на фиг. 2. За товар на
изпитвания усилвател N 1 (A2 според фиг. 2), служеше резисторната група
R1, R2, така подбрана, че да се получи коефициент на предаване 1.
Проверката показа, че ако усилвател N 1 се включи в професионални
високочестотни аудиосистеми, не води до поява на никакви „транзисторни
тонове” при разнообразни музикални програми. Установено беше, че
характеристиките на N 1 са почти същите като тези на N 2, но с
подчертано по – нисък КНИ, който не надвишава 0,04% в лентата 20 Hz – 20
kHz. Taзи стойност на КНИ очевидно е точно търсената граница, под която
изчезва „транзисторното звучене”.
Като взеха за основа изложените принципи за конструиране на
висококачествена НЧ апаратура, а също така и относително съвременна и
евтина елементна база, авторите разработиха усилвател на мощност,
схемата на който е показана на фиг. 3.
 |
Основни технически характеристики:
1. Номинален честотен обхват 20 Hz – 30 kHz.
2. Номинална изходна мощност при R = 4 Om и при КНИ < или = 0,02% за
целия честотен обхват 60 W.
3. Максимална изходна мощност – 80 W.
4. Чувствителност – 0,7 V.
5. Oтносително ниво на шумовете – 90 dB.
Предусилвателят се състои от емитерния повторител с транзистора VT1 и
симетричното двутактно стъпало (VT2, VT3), koeто е обхванато от местни
ООВ по постоянен ток (R11 и R12 в емитерните вериги на VT2 и VT3).
Напрежението за общата ООВ се снема от колекторите на VT2 и VT3 и се
подава в базовата верига на на VT1 чрез делителя R1, R2 и RP3, като R2 и
R3 служат и за делител на входния сигнал. Коефициентът на усилване на
предварителния усилвател без ООВ е 100, КНИ при максимален входен сигнал
и в номиналния честотен обхват е около 0,15%. Въвеждането на ООВ
намалява коефициента на усилване на 5,5, а КНИ – на 0,01%. Симетрирането
на усилвателя се осъществява чрез RP8.
Драйверното стъпало, реализирано с VT4, VT5 и VT6, е аналогично по
структура с предусилвателя. Неговият коефициент на усилване без ООВ е
също 100, а КНИ = 0,1 – 0,15%, което е постигнато благодарение на
транзисторите BD140/BD139 (beз какъвто и да е подбор за h21E или Ico).
Eмитерният повторител в това стъпало служи за повишаване на
ефективността на паралелната ООВ, въведена посредством делителя,
изграден с R14, R15 и R20. Граничната честота на стъпалото се определя
от капацитета на колекторните преходи на VT5 и VТ6 и от С13, като в
случая тя е примерно 35 кHz. Веригата за ООВ и корекция R16, C8 повдига
АЧХ при честота 2 MHz.
Изходното стъпало (VT8 – VT13) e подобно на това на руския усилвател „Бригь
001 – стерео” и на изходното стъпало на разработения от Н. Тюлиев
усилвател [9]. За да се избегне увеличаването на КНИ и появата на „транзисторно
звучене”, в двете рамена на стъпалото са въведени ефективни местни ООВ,
реализирани с делители на напрежение, осъществени с резисторите с малко
съпротивление R38, R39 и R40, R41, R42, RP44. Както и в драйверното
стъпало, също и тук не се прави никакъв подбор на двойките транзистори
по h21 и Ico. Добре е да се извърши настройка на изходното стъпало за ВЧ
обхвата, като се симетрира чрез изменение на коефициента на предаване на
единия от делителите (примерно с RP44), за да се постигне минимален КНИ
в изходния сигнал. Коефициентът на нелинейните изкривявания (КНИ) на
изходното стъпало без ООВ в целия звуков честотен обхват е от порядъка
на 0,5 – 0,7%, като коефициентът на усилване е 2,7.
Токът на покой на изходните транзистори VT12 и VT13 е около 100 mA и се
регулира с RP30, a oсигуряването на 0 V постоянно напрежение в изхода
при активен товар става с RP24.
С общата отрицателна обратна връзка (ООВ), обхващаща изходното и
драйверното стъпало, се постига доста нисък KНИ при максимална изходна
мощност в целия честотен обхват – 0,02% (измерен е по метода на
компенсацията на изпитвателния сигнал при праг на чувствителността за
КНИ 0,005%). Ако изключим НЧ филтъра R14, C6 от схемата, горната граница
на т.нар. малосигнален обхват (определян при подаване на входа на
напрежение със стойност една десета от номиналното) стига чак до 1,8
MHz!
Субективните оценки на описания усилвател и усилватели N 1, 2 и 4, за
които става дума по – горе, ни позволяват да заключим, че безспорни
предимства имат вече описаният усилвател и усилвател N1 при предаване на
целия звуков обхват и особено за сигналите с ВЧ.
От фиг. 3 ясно се вижда, че схемата в много отношения е „традиционна”,
но не напълно, особено входното стъпало. То не е „традиционният”
диференциален усилвател, който лесно се претоварва по сигнал и може да
стане причина за появата на „транзисторен тон” при намаляване на времето
на нарастване на изходното напрежение, откъдето следва и още един
възможен недостатък – нисък дъмпинг фактор.
За предпазване на преходите колектор – емитер на изходните транзистори
VT12 и VT13 е добре да се включат диодите в обратна посока на преходите
при индуктивен характер на товара.
За да се избегне самовъзбуждането на усилвателя, в изхода му се включва
звеното на Бушеро, реализирано с R54 и L1. L1 е навита по цялата дължина
на R54 с проводник с фи 0,8 mm или фи 1,0 mm, като индуктивността и
трябва да е 0,3 мкH. R54 е 5,1 Om/2W/+/-5%-РПМ-2. Възможни са следните
замени на елементи: VT1 – BC546B, 2T3167B, 2T3167C, BC107C или КТ315В;
VT2 – BC556B, BC177B, C, 2T3307B, 2T3307C или КТ361В, Г; VT3 – както за
VT1; VT4 – както за VT1 и VT3; VT5 – 2T9140C или КТ814В; VT6 – 2T9139C
или КТ815В; VT7 – както VT2; VT8 – както VT3; VT9 – както VT2; VT10 –
2T7638B или КТ626В; VT11 – 2T7637B или КТ807Б; VT12 и VT13 – KD3442,
2N3442, 2N6259A или КD502.
Транзисторът VT7 се закрепва след промазване със силиконова паста в
близост до VT12 или VT13 върху радиатора им.
От всичко дотук може да се каже, че:
- „Транзисторният тон” не е „задължително” свойство на транзисторните
изходни НЧ стъпала, а се дължи на несъвършенството на стандартната
схемотехника и на самата полупроводникова структура.
- „Транзисторният тон” изчезва при намаляване на КНИ до 0,03 – 0,04 в
целия работен обхват.
- При съвременната елементна база, този нисък КНИ се постига при
достатъчна дълбочина на общата ООВ.
Усилвателят е подходящ както за студийно озвучаване, така и за домашни
цели. Авторите изпробваха усилвателя върху макетни платки както с
различни тон – източници, така и със “saund blaster” от съвременни
компютри (за 2000г) PC-486 или PC-586-II. Постигнаха се изключителни
резултати и може да се твърди, че този усилвател е приложим в
мултимедийните системи.
Измерванията бяха извършени със съдействието на н.с. инж. М. Чушков и
ст.н.с. Iiст. д.т.н. инж. Т. Страшимиров от НЦМ.
ЛИТЕРАТУРА
1. Otala, M. Transient Intermodulation Distortion in Comercial Audio
Amplifiers. – Journal of the Audio Engineering Society, 1974, May.
2. Marshall Leach, W. Transient IM Distortion in Power Amplifiers. –
Audio, 1975, February.
3. Baxandoll, P.J. Audio Power Amplifier Design. – Wireless World, 1978,
January.
4. Волф, В.М. Об интенсивности гармонических и комбинационных
состовляющих при нелинейных искажениях колебаний сложной формыю –
Акустический журнал, 1955, т. 1, вып. 4.
5. Раковский, В.В. Измерения в аппаратуре записи звука кинофильмов. М.,
Искусство, 1962.
6. Зуев, П. О динамических искажениях в транзисторных усилителях НЧ. –
Радио, 1978, N 8, с. 33 – 35.
7. Майоров, А. Динамические искажения в транзисторных усилителях низкой
частоты. – Радио, 1976, N 4, с. 41 и 42.
8. Мarshall Leach, W.Build a low TIM Amplifiers. – Audio, 1976,
February.
9. Tюлиев, Н. Усилвател 40W. – Mлад Конструктор, 1983, N 4, с. 3 и 4.
НЧ – Усилвател 200 W инж. Александър Янакиев
Радио телевизия електроника 1990/4/стр. 24,25
Технически параметри:
Изходна мощност при товар 4 Om 200 W
Честотен обхват 3 Hz – 200 kHz (-3 dB)
Koeициент на нелинейни изкривявания при 1 кHz 0,015 %
Скорост на нарастване на сигнала 60 V/мкS
Отношение сигнал/шум 93,5 dB
 |
Схемното решение на усилвателя е показано на фиг. 1. Една интегрална
схема и 16 транзистора са в основата на схемата на единия стереоканал. С
елементите С1, С2, R1 и R4 са изградени НЧ и ВЧ – филтри. С това
честотният обхват е ограничен в границите 3 Hz – 200 kHz при спадане 3
dB. Резисторът R4 установява входния импеданс на 120 кОm.
Интегралната схема D1 (LF356) изгражда входното усилвателно стъпало и е
с коефициент на усилване 4,6. Необходимо за D1 захранващо напрежение (13
V) се стабилизира от транзисторите VT1 и VT2.
Tранзисторите VT3 – VT10 изграждат един дискретен операционен усилвател,
който чрез комплементарната двойка VT11, VT12 управлява паралелно
свързаните крайни мощни МОS – транзистори. В схемата усилването по
напрежение на МОS – транзисторите е 1, а усилването по ток е много
голямо. Собственият капацитет на прехода G-S (за всеки транзистор по
около 900 pF) и вътрешното съпротивление на драйверното стъпало
ограничават скоростта на нарастване на сигнала. Това е причината за
драйверно стъпало да се използва симетричен широколентов диференциален
усилвател в какскадна схема. Транзисторите VT7, VT9, както и VT8, VT10
изграждат каскадната схема, чиято работна точка се стабилизира с
постоянно напрежение 2,7 V в базата. Тази задача изпълняват ценеровите
диоди VD1 и VD2, свързани с делителите на напрежение R18, R20, респ.
R19, R22, RP1. Освен това потенциометърът RP1 нулира напрежението на
несиметрия в изхода на крайното стъпало.
Драйверното стъпало е изградено изцяло с транзистори, които са
високоволтови и със съвсем малки собствени капацитети. Токът на покой на
крайните транзистори (VT13 – VT16) се настройва чрез RP2 на около 300 mA.
Върху RP2 в този случай се получава спад на напрежение 4,3 V.
За да защитят крайните транзистори от повреда при късо съединение в
изхода, токът през всеки от МОS – транзисторите се ограничава на 9 А от
диодите VS3 – VD6. Спадът на напрежение върху сорсовите резистори (0,33
Om) се ограничава от ценеровите диоди VD5 и VD6 на около 12,6 V.
Кондензаторите С11, С12, С13 и С16 предпазват схемата от самовъзбуждане.
За същото важат и С7 и С8.
Монтаж. Към платката най – напред се запояват най – ниските елементи –
отначало мостовете, резисторите и последни радиаторите. Бобината L се
навива върху обикновен молив с меден емейлиран проводник с фи 1,2 mm и
съдържа 20 навивки. Транзисторите VT5, VT6, VT9 – VT12 са снабдени с
подходящи малки радиатори. Естествено VT13 – VT16 също се монтират върху
радиатори.
„Tранзисторно” звучене или динамични изкривявания инж Николай Тюлиев
Млад Конструктор 1983/1/стр.7,8
Горещите привърженици на транзисторните усилватели твърдят, че „транзисторно”
звучат лошо направените, а не транзисторните усилватели. В това има
много истина, но все пак по този въпрос започна да се говори , когато
лампите отстъпиха позициите си като мощни усилватели. Отначало в
разгорелите се спорове дори се задаваше въпросът „Какво търсят
транзисторите в Hi-Fi техниката”? Наистина тогава транзисторните
усилватели бяха много несъвършенни, използваше се „лампов” маниер при
проектирането, без да се вземат предвид специфичните особености на тези
нови елементи. Сега духовете са поуспокоени и като, че ли нещата са вече
ясни и на мястото си.
Ще се опитаме накратко да обясним този тип изкривявания и главно да
посочим пътищата за борба с тях. И още нещо. Когато в разговор се
повдигна въпрос за отстраняването им, един хайфист каза буквално: „Защо
да ги махам? Те обогатяват звуковата картина. Толкова хора ме молят за
приставки – ефекти, а това всъщност са устройства за внасяне на
изкривявания”. Така, че всеки с вкуса си.
„Транзисторното” звучене е предизвикано от динамичните изкривавания.
Когато те се описват, обикновено се казва, че липсва прозрачност, че
звукът не е чист и че окраската на звуковата картина е изменена и не
съвсем бистра. Този, който със собствените си уши не е усетил
динамичните изкривявания – именно усетил, защото те по – скоро се усещат
подсъзнателно, отколкото чуват – няма да разбере съдържанието на тези
думи. Ще изясним причините и механизма на възникването на тези
изкривявания и всеки сам ще прецени дали усилвателят му звучи „транзисторно”
или просто нелинейните изкривявания са големи , а те дразнят не само в
транзисторните усилватели.
Проучванията и психофизическите изследвания показват, че
чувствителността на ухото към динамичните изкривявания е свързана с
някои особености на човешкия слух. Тези искривявания се проявяват не
толкова в появата на нови хармоници, а по – скоро в неестественост на
звученето, в изкривяване на тембъра, и то в моментите на резки промени
на звука или както се казва в моментите на „атака” на звука. „Атаката” е
възникване и нарастване на звуковите колебания - съответно спадането и
изчезването им. Както всеки тон се разпознава по честотата, така
отделните музикални инструменти се различават по „атаките”. Те показват
начина, по който се изменя амплитудата на трептенето във времето.
Голяма част от звуковете в човешкия говор се разпознават по тяхната „атака”,
чрез нея възприемаме интонацията, емоциите на словото. И пианото, и
цигулката са струнни инструменти, но ги различаваме по атаките. За
разпознаването естествено е важен и тембърът, хармоничният състав на
всеки тон, но се оказва, че решаващата е атаката. Поради това дори при
сериозни изменения на тембъра, например при възпроизвеждане на стари и
повредени грамофонни плочи няма да сбъркате два инструмента (ако изобщо
можете да ги различавате), докато при умишлено изрязване на атаките (такива
експерименти са правени), дори опитни музиканти не могат да разпознаят
своя инструмент.
Изследванията показват, че човешкото ухо е много чувствително към
атаките на звука, към моментите на резки амплитудни изменения и ако
тогава се получават изкривявания, то и неспециализтът ще усети, че
цигулката не звучи съвсем като цигулка, че „има нещо”, Динамичните
изкривявания се проявяват именно в моментите на резки промени на сигнала
(стръмни фронтове), докато при тестване със синусоидален сигнал с
постоянна амплитуда, транзисторните усилватели се държат прилично, а и
превъзхождат по ширина на честотната лента и коефициент на нелинейни
изкривявания (клирфактор) по – добре звучащите лампови усилватели.
Откъде идва това, кои са причините за този ефект? Оказва се, че за това
е виновна добрата отрицателна обратна връзка (ООВ). Тази, която намалява
нелинейните изкривявания, стабилизира усилването, режима на стъпалата и
т.н. – все хубави работи, но … предизвиква динамични изкривявания, ако
не знаем как да я използваме.
Нека припомним някои неща за самата ООВ. Ако един усилвател има усилване
без обратна връзка Кбов, с обратна връзка то става Ков = Кбов/(1+бета*Кбов).
Коефициентът (бета) показва каква част от изходния сигнал се връща на
входа, и то с обратна фаза, т.е. -180 градуса, тъй като обратната връзка
е отрицателна. Знаменателят в израза е един много важен коефициент и се
нарича дълбочина на обратната връзка
F = 1 + бета*Кбов. Усилването се намалява F пъти, нелинейните
изкривявания се намаляват F пъти, стабилността на режимите се увеличава
F пъти и т.н. Естествено тези подобрения са възможни в определени
граници. Ако клирфакторът на усилвателя без обратна връзка е по – голям
от 5%, то понижаването му с ОВ не е F пъти, а значително по – малко. С
други думи, ако един усилвател е много “крив”, и най – добрата ООВ не
може да го оправи. За съжаление, при транзисторните усилватели, особено
тези в клас В, случаят е почти такъв.
Като усилвателни елементи транзисторите имат значително по – нелинейна
характеристика от лампите. Зависимостта на изходния ток от входното
напрежение е експоненциална, докато при лампите тя е близка до линейната.
Поради това ламповите усилватели се нуждаят от много по – слаба ООВ – по-
малко F, отколкото транзисторните. Именно много дълбоките ООВ довеждат
до получаването на динамични изкривявания. Това не е много точно, но по
– нататък ще стане ясно какво се има предвид.
 |
Коефициентът на усилване на всички усилватели зависи от честотата и
намалява с увеличаването и. на фиг. 1 е показана типичната зависимост за
еднотранзисторно стъпало. Честотата и усилването (f и К) са в
логаритмичен мащаб. Наклонът на амплитудночестотната характеристика (АЧХ)
е -20 dB/dec, което означава, че при десеткратно изменение на честотата,
усилването се изменя 10 пъти. Знакът е минус, защото увеличаването на
честотата води до намаляване на усилването. То започва да спада от fгр,
която се нарича гранична честота. Нейната стойност зависи и от избраното
схемно решение, и от използваните активни елементи – транзисторите,
главно от техните честотни свойства. При прилагане на ООВ усилването се
намалява F пъти, съответно толкова се увеличава граничната честота.
На фиг. 1 е показана и АЧХ с ООВ. Коефициентът Ков се получава като от
Кбов се извади дълбочината на обратната връзка F, защото в логаритмичен
мащаб делението и умножението се заменят с изваждане и събиране. К и F
са в децибели. Тъй като Кбов намалява с увеличаване на честотата, за
високите честоти се намалява дълбочината на ООВ (F = 1 + beta*Kбов) и
съответно благотворното и влияние за компенсиране на недостатъците на
усилвателя. Това е много важно за клирфактора, тъй като често fgr e в
звуковия диапазон. Поради тази причина коефициентът на нелинейни
изкривявания трябва да се измерва в обхвата 20 Hz - 20 kHz. Честотната
лента е до fгр. ов, когато се измерва със синусоидален сигнал, но за
резките промени на входния сигнал (атаките) е важно колко е и fгр.
Усилвателят с обратна връзка може да се и на две части – основен
усилвател с Кбов и отрицателна обратна връзка – бета*Кбов. За да се
задейства ООВ и да окаже положителното си влияние на параметрите на
усилвателя, сигналът първо трябва да премине през основния усилвател и
тогава да се върне през ООВ. За това е необходимо време и то е толкова
по – голямо, колкото тя е по – ниска. Ако на входа подадем „стръмен”
сигнал, докато той стигне до изхода, усилвателят ще работи без обратна
връзка. Но без обратна връзка усилването е много голямо и някои от
стъпалата навлизат в област на ограничение, някои транзистори се насищат.
В този момент се получават динамичните изкривявания, т.е. докато се
затвори ООВ, фактически в моментите когато усилвателят работи без ОВ,
фиг. 2.
Динамичните изкривявания са мощни интермодулационни ефекти, проявяващи
се по време на по – стръмните атаки на звука. За да не се получават
изкривявания на входа на усилвателя, не бива да се подават сигнали,
които той не може да възпроизведе, т.е. честоти по – високи от f гр.
Това е един от начините за борба с динамичните изкривявания – преди
усилвателя се поставя НЧ филтър. Когато обаче fгр е в звуковия обхват,
ограничението на честотната лента се забелязва. Това не дразни ухото
толкова, колкото динамичните изкривявания, но и едва ли успокоява
претенциозните слушатели. Затова се използват някои хитрости,
благодарение на които вълкът си е сит, агнето – цяло.
Може би сега стана ясно защо ламповите усилватели нямат динамични
изкривявания. По – голямата линейност на лампите позволява постигането
на малък клирфактор без дълбоки отрицателни обратни връзки. Това
означава, че усилването с и без ООВ не се променя много. Поради това
стръмните фронтове на входа не претоварват предните стъпала, не довеждат
до динамични изкривявания.
Симетричен Hi-Fi нискочестотен усилвател на мощност инж. Димитър
Костов, инж. Йона Имануел
Радио телевизия електроника 1999/1/стр. 6-9
Както е известно в „професионалните” среди на музиканти и меломани Hi-Fi
любители, интегралните схеми – крайни, мощни стъпала не се „тачат”!
Такива интегрални схеми – мощни НЧ усилватели – са много разпространени
както на пазара, така и сред непретенциозните Fi-Fi радиолюбители.
Фирмите производители на радиочасти, са създали огромна „колекция” от
подобни интегрални схеми и разработват още, но ... тези интегрални схеми
„по рождение” страдат от много съществени недостатъци: големи
производствени толеранси на параметрите, ниска температурна стабилност,
голям коефициент на нелинейни изкривявания, голям коефициент на
интермодулационни изкривявания, по – тесен честотен обхват (за някои
типове). Общото за всички такива интегрални схеми е силният „транзисторен
тон” или както още го определят музикантите: тонът при тях е „метален”,
„звънтящ”, „дрънчащ”, „дрънкащоехтящ” и др. С други думи, силният „транзисторен
тон” или динамичните изкривявания са големи и не могат да се избегнат.
Като първа стъпка в борбата против „транзисторния тон” Hi-Fi любителите
меломани препоръчват хибридни схеми на крайни стъпала (интегрални схеми
+ транзистори), изцяло с дискретни елементи (транзисторни), крайни
стъпала или лампови мощни усилватели.
Ето защо си позволихме да представим описание на транзисторно крайно
стъпало с нисък „транзисторен тон” и високи качествени показатели, като
изходната мощност не е много голяма, но за домашни условия е напълно
приемлива (според МЕК и DIN455500).
Предлаганият на вниманието на читателите Hi-Fi НЧ усилвател на мощност е
предназначен за работа в домашни условия, но е приложим и за
професионално – студийни цели във висококачествен звуковъзпроизвеждащ
комплект от типа на „рак – системите”. Неговата главна особеност е
симетричността на рамената за всяка полувълна на усилвания сигнал, което
позволява да се намалят нелинейните, динамичните и интермодулационните
изкривявания с въвеждането на ООВ в цялото крайно стъпало.
Друга важна особеност на предложения усилвател е, че с обичайното крайно
стъпало, усилващо не само по ток, но и по напрежение (режим – клас АВ),
крайните транзистори не товарят много предкрайните (драйверните), което
е постижение. За намаляване на динамичните и общите нелинейни
изкривявания в мощните транзистори е въведена дълбока ООВ. Постигнатите
резултати, изразени в увеличаване на линейността и лентата на пропускане
на сигналите с определени честоти, позволиха намаляване на дълбочината
на общата ООВ и осигуриха достатъчен запас от устойчивостта на
усилвателя. Това доведе до намаляване на капацитета на коригиращия
кондензатор, като динамичните изкривявания в звуковия, честотен обхват
(20 Hz – 20 кHz) са сведени до минимум.
Основни технически характеристики на разглеждания Hi-Fi симетричен
мощен усилвател
Номинален честотен обхват при неравномерност за АЧХ+/-3dB 10Hz – 100 kHz
Чувствителност – 1 V eff
Номинална изходна мощност:
- за товар RL = 8 Om 32 W
- за товар RL = 4 Om 55 W
Относително ниво на шумовете – 100 dB
Oбщ коефициент на нелинейни изкривявания при номинална изходна мощност
- за RL = 8 Om < или = 0,06%
- за RL = 4 Om < или = 0,08%
Коефициент на интермодулационни изкривявания < или = 0,1%
Електрическата схема на НЧ усилвател на мощност е показана на фиг. 1.
 |
Усилвателят съдържа двоен диференциален усилвател на входа, изграден с
VT1, VT2, VT3 и VT4 със симетричен изход и стъпало за усилване на
сигнала – VT5 и VT6. Kрайното стъпало е изградено с транзисторите VT7,
VT8, VT11 – VT14. В схемата е предвидено устройство за защита на
крайното стъпало от претоварване по ток с транзисторите VT9 и VT10.
Идеята за разработването на двойния диференциален усилвател бе взета от
статията на А. Поленов „Усилитель с двойным дифференциальным входом”,
публикувана в руското списание „Радио”, бр. 1, 1980 г. Там са описани
подробно схемата на такъв усилвател и принципът на действието му.
С цел да се подобри шумоустойчивостта на входното стъпало, колекторните
токове на изграждащите го транзистори (VT1 – VT4) се избират около 100
мкА. Захранващите напрежения са стабилизирани с женеровите диоди VD1 и
VD2. Трябва да се подчертае, че крайните мощни Hi-Fi усилватели с входно
диференциално стъпало, лесно се претоварват по вход и затова сигналът на
входа не трябва да превишава предписаното напрежение (в случая 1 V eff).
За да се избегнат динамичните изкривявания, а и за да се увеличи
скоростта на нарастване на изходното напрежение, препоръчва се в Hi-Fi
мощните усилватели с входно диференциално стъпало да не се използват
генератори на ток в емитерните им вериги, защото те са много инертни и
се увеличават динамичните изкривявания. По същата причина не се
препоръчват и схемите „токово огледало”. Достатъчно е в емитерните
захранващи вериги да се поставят резистори с +/-5% толеранс и мощност
0,25 W или 0,5 W и стабилни, с малка темпмературна зависимост ценерови
диоди.
Стъпалото за усилване по напрежение е реализирано с комплементарната
двойка транзистори VT5 и VT6. В колекторните вериги на VT5 и VT6са
включени диодите VD3 и VD4. Напрежителните спадове върху тях се ползват
като преднапрежения за транзисторите от крайното стъпало – VT7 и VT8.
Честотата на среза на АЧХ на входните стъпала на усилвателя се определя
изключително от параметрите на веригата R13, C5, като в случая е 20 кHz,
което пък обуславя малки динамични изкривявания.
Крайното стъпало, както вече се каза, е обхванато от местна ООВ.
Напрежението за обратна връзка се снема от изхода на усилвателя и се
подава на емитерите на транзисторите VT7 и VT8 чрез резисторите R17 и
R22. Дълбочината на тази ООВ е повече от 20 dB. Tokът на покой на
крайните мощни транзистори VT13 и VT14 е избран сравнително голям: (150
– 200) mA. Този ток се стабилизира, като единият от диодите VD3 или VD4
се монтира върху радиатора на крайните транзистори в непосредствена
близост до някой от мощните транзистори (съответно VT13 или VT14).
Целият усилвател на мощност е обхванат от обща ООВ, дълбока 40 dB.
Напрежението за тази ООВ от изхода през делителя R14, R11, C4 се подава
на базите на транзисторите VT2 и VT4 на входното стъпало.
Устройството за защита от претоварване при късо съединение в товара е
реализирано по стандартната, общоизвестна схема с транзисторите VT9 и
VT10 и диодите VD5 и VD6. Веригата R35, C8 и L1, R36 на изхода на
усилвателя са предпазни и служат за защита от самовъзбуждане на
усилвателя при високи честоти вследствие на реактивния характер на
товара.
Усилвателят може да се захранва както от обичайния нестабилизиран,
двуполярен токоизправител, така и от стабилизиран, но оскъпяващ
разработката. Професионалистите винаги са препоръчвали, а и авторите
смятат, че трябва да се използва стабилизиран източник на захранващо
напрежение за крайното стъпало.
КОНСТРУКЦИЯ И ЕЛЕМЕНТИ
В усилвателя са използвани резистори МЛТ или РПМ, като изключение правят
R33 и R34, които са руски мощни от типа С5-16МВ2 (2 W) или още по –
добре С5-16МВ5 (5 W).
Донастройващият резистор R9 е добре да бъде многооборотен, например
руският СП3-16. Неполярните кондензатори са керамични за напрежение 63
V, kaто С8 може и да е полиетилен терафталатен за 63 V или 120 V.
Електролитните кондензатори се избират за вертикален или хоризонтален
монтаж в зависимост от разработената платка, но работните и напрежения (фиг.
1) трябва да се спазват. Бобината L1 (L1, R36) се навива директно върху
цялата повърхност на резистора R36 и съдържа 10 навивки от проводник
ПЕЛ-0,8.
Транзисторите VT1 и VT2, VT3 и VT4 се подбират еднакви по статичен
коефициент на усилване по ток бета прибл. = h21E. Разликата между h21E
на двойката транзистори не бива да са по – големи от +/- 20%. Подобен
подбор е желателно да се извърши за VT5 и VT6, VT7 и VT8, VT11 и VT12.
За транзисторите VT9 и VT10, участващи в защитната схема, подбор по h21E
не се прави.
Погрешни са твърденията на много автори, че за крайните мощни
транзистори е нужен подбор по начален ток и h21E. Такъв подбор не е
необходим, защото тези траснзистори са фактически част от съставни
емитерни повторители. Независимо дали са подбрани с еднакви h21E, те ще
се натоварят различно предкрайните транзистори. Ето защо предкрайните
транзистори се подбират с по – голям Ic max и Pc max.
 |
 |
„ОЖИВЯВАНЕ” НА СХЕМАТА И НАСТРОЙКА
„Оживяването” започва с уточняване на тока на покой на мощните
транзистори VT13 и VT14. Това се извършва, като R15 и R16 се заменят с
тример-потенциометри с максимално съпротивление 2,2 кOm. Плъзгачите се
поставят на максимално съпротивление, а плъзгачът на R9 се поставя точно
в средата. След това на мястото на единия от предпазителите във веригите
на захранващите напрежение се включва амперметър на обхват 1А. В изхода
на усилвателя се включва товар със съпротивление 4 Om/150 W или 8 Om/50
W (но не тонколона) и паралелно на товара – постояннотоков волтметър.
Включват се едновременно и двете захранващи напрежения и 30s до 1 min
Едновременно и много внимателно се намаляват съпротивленията на R15 и
R16, докато се постигне начален ток в обхвата 100 – 200 mA. Спира се
настройката на тока и се оставя крайното стъпало да поработи 10 – 15
min. Спира се захранването за 1 – 3 min и след включване се измерва
токът; ако е излязъл от допустимите граници, отново се регулира. Спира
се захранването, измерват се съпротивленията на R15 и R16 и се заменят с
постоянни резистори с толеранс +/-2%. Разликата между съпротивленията на
R15 и R16 след последната настройка не бива да е по – голяма от +/-20%.
Ако се получи по – голяма разлика, може да се приложат някои от „хитростите”,
описани в [3].
Така уточнените, постоянни резистори R15 и R16 се поставят, включва се
захранването и се измерва стойността на постояннотоковото напрежение на
изхода на усилвателя с постояннотоковия волтметър. Обикновено това
напрежение е много ниско, като теоретически трябва да е 0 V. Регулира се
с R9, така, че да не се различава с повече от +/- 20 mV спрямо общия
проводник. Волтметърът трябва да има много голяма чувствителност ( > 20
кOm/V).
Сега вече усилвателят е настроен и може да започне неговата експлоатация.
Усилвателят е Hi-Fi kлас и отговаря на стандарта DIN45000.
Oсвен като стереоусилвател за озвучаване, той може да се използва и като
качествен звуков „speaker” към “sound blaster” от периферията на
съвременните компютри, т.е. и като модул за изграждане на любителски,
мултимедийни системи.
Накрая да подчертаем, че усилвателят е в експлоатация от няколко години
и показва много добри качества.
ЛИТЕРАТУРА
1. Поленов, А. Усилитель с двойным дифференциальным входом. М., Радио,
1980, N 1.
2. Барт, П. Hi-Fi схемотехника. С., Техника, 1979.
3. Страшимиров, Т. Нискочестотният усилвател и неговото място в
системата за висококачествено възпроизвеждане. – Радио, телевизия,
електроника, 1983, N3, 4, 5.
4. Koстов, Д. Елементарен висококачествен усилвател на мощност с
дискретни елементи. – Електрон дайджест, 1996, N1.
5. Шкритек, II. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. М., Мир,
1991.
Измерване на някои електрически параметри на нискочестотните усилватели инж. Коста Влахов Радио телевизия електроника 1984/1/стр.17-19
 |
 |
 |
Материалите подготви за сайта:
Иван Парашкевов
e-mail: ivanparst@dir.bg